Projektowanie systemów akustycznych według gotowych rysunków jest oczywiście fascynujące, ale jednocześnie nie ma elementu kreatywności. Teraz, jeśli potrafisz opanować podstawowe zasady budowania systemu głośników, a następnie samemu obliczyć wszystko i zrobić z tego, co jest pod ręką, byłaby klasa! Jest to możliwe, jeśli weźmiesz kilka lekcji od doświadczonego mistrza. Dzisiaj jest pierwsza lekcja.
Lekcje pracy
lub metodologia tworzenia systemów głośnikowych
Wszyscy amatorzy i specjaliści zainteresowani niezawodnym odtwarzaniem dźwięku wiedzą, że dobry zestaw głośnikowy jest niezbędny. Dlatego szczególnie sprzeczne są sprzeczności między różnymi poglądami na kryteria jakości mówców. Jeszcze mniej jasne jest, które metody tworzenia głośników są bardziej niezawodne i prowadzą do akceptowalnych rezultatów.
Już pierwsze wrażenia dźwiękowe wystarczą, aby zauważyć bardzo dużą różnicę między dźwiękiem tej samej muzyki w różnych modelach. W tym przypadku główny parametr - charakterystyka amplitudowo-częstotliwościowa (AFC) - według producentów prawie zawsze jest bliski ideału.
Większość melomanów nie może samodzielnie zmierzyć odpowiedzi częstotliwościowej i dochodzi do wniosku: problem odpowiedzi częstotliwościowej jest prawie rozwiązany, jakość odtwarzania dźwięku zależy od konstrukcji i materiałów głośników, obudów, zwrotnic. Na przykład: cewka bez rdzenia jest dobra, z rdzeniem jest gorsza. Lub: skrzynia o wadze 40 kg jest lepsza niż 20 kg o takich samych wymiarach itp.
Oczywiście błędem byłoby zakwestionowanie wpływu głośników, obudów, elementów zwrotnicy, wewnętrznych kabli okablowania, pochłaniaczy dźwięku i innych elementów, ale czy wszystko jest w porządku z pasmem przenoszenia? Niezależne pomiary, na przykład w dobrze wyposażonych laboratoriach renomowanych zagranicznych i krajowych czasopism audio, nie potwierdzają optymistycznych parametrów deklarowanych przez producentów.
W praktyce każdy model głośników ma własną krzywą odpowiedzi częstotliwościowej, znacznie różniącą się od innych odmian głośników, i dotyczy to każdej grupy cenowej. Obserwowana różnica wielokrotnie przekracza próg zauważalności, znany z psychoakustyki, po prostu nie da się nie słyszeć. A jej słuchacze oczywiście zauważają różnicę w barwie dźwięku podczas odtwarzania tych samych utworów z różnymi głośnikami. Niełatwo jest zidentyfikować zniekształcenie barwy z problemami jednorodności odpowiedzi częstotliwościowej, ponieważ na twoich oczach - nawet, jakby przez linijkę, narysowano cechy producenta.
Nie fakt, że te niesamowite grafiki są mistyfikacją. Tylko w celach reklamowych pomiary są wykonywane zgodnie z technikami zapewniającymi „szlachetny” wygląd krzywych. Na przykład przy zwiększonej prędkości skanowania zakresu roboczego w połączeniu z wysoką bezwładnością, to znaczy uśrednianiem pików i spadków podczas rejestrowania zależności ciśnienia akustycznego od częstotliwości.
Producenci mogą być zrozumiani, w końcu wszyscy chcemy wyglądać trochę lepiej niż w rzeczywistości, dlatego czesamy się, myjemy się itp. przed odpowiedzialnymi spotkaniami.
Inna sprawa jest o wiele bardziej interesująca: dlaczego jeden głośnik ze „złą” charakterystyką częstotliwości brzmi dobrze, a drugi, być może z mniej brzydką odpowiedzią, jest znacznie gorszy? Niezależne, bardziej „uczciwe” pomiary ujawniają niedoskonałość transmisji balansu tonalnego ze względu na charakterystykę odpowiedzi częstotliwościowej, ale nie pomagają w interpretacji, rozszyfrowaniu znaczenia „ekscesów” i nierównowagi charakterystyk, aby ujawnić związek między zachowaniem krzywej a specyficznymi cechami dźwięku głośników. Oto odpowiednie porównanie: kardiogram nic nie mówi zwykłej osobie, podczas gdy lekarz specjalista jest w stanie odczytać z niego stan pacjenta.
Naszym dzisiejszym zadaniem jest nauczyć się analizować odpowiedź częstotliwościową. Zacznijmy od najbardziej ogólnego pytania. Dlaczego, mając wszystko, czego potrzebujesz, programiści nie tworzą doskonałej, równie dobrze brzmiącej akustyki. W końcu istnieje tylko jeden ideał, standard! Oczywiście wszystkie znajdujące się w pobliżu głośniki będą brzmiały bardzo podobnie. Istnieje wiele ogólnie przyjętych metod zapewniających „płaską” charakterystykę częstotliwości, a jedną z głównych jest dostrajanie głośników w wytłumionej, bezechowej komorze. Istnieją inne pozornie logiczne i odpowiednie metody, na przykład strojenie za pomocą sygnałów pulsacyjnych. Ale pracując nad tymi samymi algorytmami, eksperci za każdym razem uzyskują inny wynik. Pamiętaj o objawieniach renomowanych zagranicznych mistrzów opublikowanych w prasie audio: „… zapewniając idealną charakterystykę częstotliwościową w komorze dźwiękowej,„ psujemy ”tę cechę, aby uzyskać akceptowalny dźwięk w zwykłych warunkach…”. Czy nadszedł czas, aby przestać się modlić o jednolitość odpowiedzi częstotliwościowej z punktu widzenia jakiejś dobrze znanej techniki pomiarowej?
W końcu każda metoda pomiaru w nauce i technologii nieuchronnie daje cały zakres błędów odmianowych. W naszym przypadku najbardziej szkodliwe są błędy metodologiczne, czyli związane z niedoskonałością samego podejścia. Na przykład, gdzie umieścić mikrofon względem głośników w komorze dźwiękowej? Na osi akustycznej? Gdzie jest ta oś? Przed głośnikiem wysokotonowym? A jeśli odtwarza od 8 kHz? Więc najwyraźniej dokładniej jest zmierzyć na osi głośnika średniotonowego? A jeśli przesuniesz mikrofon o 5 cm wyżej? Uzyskaj zupełnie inną charakterystykę częstotliwościową. Na czym się skupić? I dlaczego uważamy, że ucho słuchacza będzie dokładnie tam, gdzie był mikrofon?
Ponadto przy niskich częstotliwościach i na niższym środkowym głośniku głośniki aktywnie oddziałują na podłogę, której działanie jest nieobecne w komorze bezechowej.
W tej chwili nie będziemy nawet mówić o integracji promieniowania głośników z pokojem odsłuchowym. Ta interakcja bardzo wpływa na dźwięk, ale jego specyficzne objawy są nieskończenie różnorodne, dlatego nie mieszczą się w „pudełku” żadnego modelu matematycznego, który jest wystarczająco dokładny, aby odtwarzać naprawdę wysokiej jakości.
Kolejny interesujący fakt: w prawdziwym pokoju całkowita odpowiedź częstotliwościowa dwóch głośników stereo para, nawet przy silnym uśrednieniu, bardzo różni się od odpowiedzi częstotliwościowej jednego głośnika. Tradycyjne techniki strojenia głośników nie uwzględniają tej ważnej okoliczności. Jest to niedopuszczalne, ponieważ główne osoby w muzyce - soliści - najczęściej umiejscowione są na środku sceny dźwiękowej, to znaczy są odtwarzane przez oba głośniki.
Możemy stwierdzić: przy tak dużej liczbie błędów metodologicznych zwykłe metody kontrolowania odpowiedzi częstotliwościowej dają nieprawidłową charakterystykę dla naprawdę bardzo płaskich głośników (na przykład Audio Note, Magnepan itp.). Z drugiej strony, wyjątkowo gładka charakterystyka częstotliwościowa uzyskana niewiarygodnymi metodami wygląda wyjątkowo podejrzanie. W takim przypadku błędy pomiaru są kompensowane przez specjalnie ukształtowaną cechę, którą zapewnia deweloper, ślepo ufając metodom pomiaru, które nie sprawdziły się w praktyce.
Przede wszystkim chciałbym zastąpić wiarę w niektóre niedoskonałe zasady wiarą w inne, moje. Są również dalekie od ideału, zawierają zauważalne błędy metodologiczne, tylko mniej brutto.
Kluczem do postępu jest zrozumienie kruchości roli zdobytej wiedzy i umiejętności, chęci dostrzeżenia w trakcie praktycznej pracy i badań nowych odkryć. Musimy być w stanie ponownie rozważyć podejścia, aby osiągnąć lepsze wyniki, jeśli wzrost ilościowy pozwoli nam dokonać skoku kwantowego.
Wynik pracy zależy od metod i rozwoju osobowości twórcy UA. Znane są doskonałe produkty, które rodzą się w ramach tradycyjnych podejść, z zastrzeżeniem najwyższej klasy i doświadczenia programistów.
Moim celem jest wyposażenie wszystkich w wystarczająco skuteczną technikę tworzenia głośników o akceptowalnym dźwięku. Długie wprowadzenie było konieczne, aby zwrócić uwagę na czynniki utrudniające rozwój sztuki strojenia głośników.
Chciałbym podzielić się swoim doświadczeniem, nie wydając przy tym nadmiernych wysiłków związanych z „pisaniem”. Dlatego będę mówić tylko o faktach i metodach pracy uzyskanych w praktyce, bez uzasadnienia i wyjaśnień teoretycznych. Moją zasadą jest, że możesz śmiało wyrazić swoją opinię, jeśli masz system audio, który potwierdza zalecenia autora dobrym dźwiękiem. W celu zapewnienia dostępności obliczenia i metody regulacji są maksymalnie uproszczone, bez znacznego pogorszenia wyniku.
Pierwsza lekcja. Mieszkaniowy
Przede wszystkim ograniczymy ogromny temat. Zastanów się nad rozwojem i dostrajaniem głośników dwudrożnych z bass-refleksem (FI). Ten typ łatwiej jest „poddać się” początkującym. Zgadzamy się, że przeprowadzamy salon 10 - 20 m². Od tego zależy średnica głośnika niskotonowego / średniotonowego. W takim przypadku optymalna średnica nawiewnika wynosi 10-20 cm (w przybliżeniu). Moc na tabliczce znamionowej (100 godzin jednorazowego hałasu bez uszkodzenia głośnika) - 20-60 watów. Czułość - 86 - 90 dB / W / m. Częstotliwość rezonansowa (poza obudową) nie jest wyższa niż 60 Hz. Jeśli jesteś zadowolony z niższej częstotliwości odcięcia (gotowego głośnika) wynoszącej 100 Hz, możesz zabrać głośnik o rezonansie 80-100 Hz.
Nawiasem mówiąc, jeśli głośnik bez blokady odtwarza co najmniej 100 Hz, dźwięk jest dość podstawowy i „ciężki”, czasami tylko niektóre opcjonalne, ale bardzo pożądane elementy obrazu dźwiękowego. Można je przywrócić za pomocą subwoofera, ale aby nie zepsuć dźwięku, trzeba zdobyć doświadczenie w dopasowywaniu go do satelitów.
Nie pochwalaj się danymi paszportowymi niedrogich głośników wskazującymi na odtwarzanie niskich częstotliwości od 30 do 40 Hz. W rzeczywistości tylko te niskie dźwięki grane bez blokady są zaangażowane w tworzenie obrazu dźwiękowego. Wszystko, co ma spadek o co najmniej 4–5 dB, jest maskowane przez „górny bas” (80–160 Hz), dlatego dla większości głośników zasięg odbierany przez ucho zaczyna się od 50–80 Hz. Jesteśmy przyzwyczajeni do myślenia, że \u200b\u200bjest to 30 - 40 Hz, ponieważ skupiamy się na danych paszportowych z dopuszczalnym odchyleniem od -8 do -16 dB. Przyjrzyj się bliżej prasie audio na rzeczywistych charakterystykach częstotliwościowych głośników. Zmierz, zgodnie z podaną skalą, -3 dB od średniego poziomu, a zobaczysz, że nawet duże głośniki podłogowe działają wydajnie gdzieś od 50 Hz.
Jeśli średnica dyfuzora wynosi 10 - 12 cm, czułość wynosi 86 - 88 dB / W / m, a moc wynosi 20 - 30 W (typowe parametry niedrogiego głośnika), wtedy musisz zapomnieć o „domowej dyskotece”. Z drugiej strony głośniki o minimalnej średnicy często mają bardziej jednolite pasmo przenoszenia niż duże.
„Dzieci” mają lepszą szerokość i jednolitość. Co ciekawe, System Audio, jeden z głośników najwyższej jakości, w zasadzie używa tylko małych głośników średniotonowych. Ogólny współczynnik jakości współczesnych małych głowic basowych wynosi zwykle 0,2 - 0,5.
Nie polegaj na obliczeniach konstrukcji o niskiej częstotliwości, praktyczne wyniki nie odpowiadają im dokładnie. Doświadczenie pokazuje: lepiej jest wybrać głośniki o współczynniku jakości większym niż 0,3 - 0,4, w przeciwnym razie, nawet z refleksami basowymi, trudno jest zapewnić akceptowalny bas. W przypadku takich głośników sensowne jest wytwarzanie obudów o głośności w przybliżeniu równej równoważnej głośności głośnika.
10 cm - ≈ 18 litrów;
16 cm - ≈ 26 litrów;
20 cm - ≈ 50 litrów.
Jako podstawową opcję rozważ obudowę z przetwornikiem częstotliwości dla głośnika o średnicy 16 cm Objętość - 26 litrów. Pole przekroju FI wynosi 44 cm². Długość rury FI wynosi 20 cm, częstotliwość strojenia wynosi około 40 Hz. Pole przekroju poprzecznego FI powinno wynosić 20 - 25% powierzchni nawiewnika Sd.
Sd \u003d π (d / 2) ²,
gdzie d jest średnicą dyfuzora ograniczoną środkiem zawieszenia (ryc. 1).
Figa. 1
1. Głośnik d \u003d 9 cm, objętość równoważna (Ve) ≈ 8 l. 8 litrów mniej niż 26 litrów 3,25 razy. Konieczna jest kompensacja różnicy poprzez zmianę długości (l) i powierzchni (Sphi) rury FI, w przeciwnym razie częstotliwość rezonansowa FI gwałtownie wzrośnie.
Zmniejsz częstotliwość strojenia Fphi, zwiększając Lphi i zmniejszając sphi.
Sd \u003d π (9 cm / 2) ² \u003d 3,14 (4,57 cm) ² ≅ 63,6 cm²
jest w zakresie:
Sfi ≈ 63,6 cm² / 5 ... 63,6 cm² / 4 ≅ 13 cm² ... 16 cm².
W takim przypadku spadek Sphi przyczynia się do zmniejszenia Sphi w
44 cm² / (13 cm² ... 16 cm²) ≈ 2,75 ... 3,38 razy,
co w pełni kompensuje 3,25-krotną zmianę głośności głośnika.
Nawiasem mówiąc, nie można zrekompensować spadku objętości przez zwiększenie długości rury FI dla małej obudowy (V \u003d 8 litrów). Ponadto powinna być wolna odległość co najmniej 8 cm (w skrajnych przypadkach - 5 cm) od wewnętrznego cięcia rury FI do najbliższej przeszkody (do ściany obudowy głośnika). Oznacza to, że jeden z wymiarów ciała (równoległy do \u200b\u200bosi rury FI) powinien być równy lphi (20 cm) + 8 cm (wolna przestrzeń) + około 3 cm (grubość dwóch ścian ciała) \u003d 31 cm.
W przypadku 8-litrowej obudowy tak duży rozmiar może być tylko wysoki. Możliwy projekt szczelinowego FI z prostokątnym odcinkiem rury pokazano na ryc. 2a.
Figa. 2)
Jest to bardzo niepraktyczna konstrukcja, ponieważ wymaga instalacji na specjalnym stojaku, który nie blokuje wyjścia FI. Jeśli podniesiesz port, instalacja głośników zostanie uproszczona, ale widok z góry pogorszy się, a ponadto kolumna zamieni się w doskonałą pułapkę na kurz, śmieci i małe przedmioty.
Projekt pokazany na rys. 2b. Wymaga to jednak zwiększenia wysokości do 31 cm + 8 cm \u003d 39 cm, co nie zawsze jest dopuszczalne.
Możesz wykonać skrzynkę w postaci głębokiego „bochenka” o największym rozmiarze - głębokości (ryc. 2c).
Jeśli nie możesz zapewnić żądanej długości rury, możesz:
najpierw wybierz minimum
Sphi \u003d Sd / 6; Sphi \u003d 63,6 cm² / 6 ≈ 10,6 cm²;
po drugie, nieznacznie zmniejsz lphi (≈ o 30%), poświęcając wzrost fphi do ≈ 50 - 60 Hz.
Zmniejszenie Sfi do 10,6 cm² zmniejszy wydajność FI i odpowiednio zwiększy „blokadę” odrzutu w zakresie 40–60 Hz.
Dopuszczalny jest wzrost Fph przy spadku lph, ponieważ częstotliwość rezonansowa głośnika o średnicy 10 cm jest wyższa niż w przypadku głośnika 16 cm, co oznacza, że \u200b\u200bphy z rezonansem 55 Hz nie sumuje wzrostu basu z rezonansem głośnika w pudełku (≈ 70 - 90 Hz w w tym przypadku) i dźwięk podniesienia do basu w zakresie 50–100 Hz nie będzie miał negatywnego wpływu, co może wystąpić na przykład podczas skracania FI dla obudowy z głośnikiem 16 cm.
Tak więc w przypadku 8-litrowej szuflady i głośnika o średnicy 10 cm jest całkiem normalne, aby wybrać lphi ≅ 14 cm, Sphi ≅ 13 cm².
2. Głośnik d \u003d 18 cm, objętość równoważna (Ve) ≈ 50 l. 50 litrów więcej niż 26 litrów, 1,92 razy.
Optymalne Sphi dla obszaru głośników:
SD ≅ 3,14 (18 cm / 6) ² ≈ 254,3 cm²
jest w zasięgu
Sphi ≈ 254,3 cm² / 5 ... 254,3 cm² / 4 ≈ 51 cm² ... 64 cm².
Wzrost Ve jest 1,92 razy silniejszy niż wzrost Sph 1,45 razy. Ogólnie phy zmniejsza się w przybliżeniu do 35 Hz. Ponieważ częstotliwość rezonansowa głośnika (Fd) o średnicy 20 cm jest niższa niż Fd o średnicy 16 cm, spadek Fph jest czynnikiem dodatnim. Nie kompensuj tego zmniejszeniem wartości LPHI.
Doświadczeni specjaliści są w stanie precyzyjnie dostroić parametry akustyczne odwróconej fazy, uzyskując najbardziej płaskie pasmo przenoszenia w zakresie od dolnej częstotliwości odcięcia głośnika do 125 - 200 Hz. Amator lub początkujący nie powinni poświęcać temu wiele wysiłku.
W przyszłości wyjaśnię, jak kontrolować wynikową odpowiedź częstotliwościową na niskim końcu i jak wyeliminować ewentualne niedopuszczalne odchylenia. Ponadto wpływ na dźwięk nieidealnych charakterystyk w obszarze basu jest silnie zależny od stosunku poziomu reprodukcji basu w porównaniu ze średnimi częstotliwościami. Nie wolno nam zapominać, że ze względu na interakcję głośników z faktycznym rozmieszczeniem pasma przenoszenia w małych literach, w każdym przypadku będzie to bardzo nierówne.
Główne wysiłki należy skoncentrować na dostrajaniu pożądanego pasma przenoszenia w obszarze środka i balansowaniu między basem, środkiem i górą. Na pierwszym etapie tworzenia głośników - przy opracowywaniu obudowy wystarczy wziąć pod uwagę następujące zalecenia.
Sprawa musi być cicha. Idealnie, tylko głośniki odtwarzają dźwięk, ale w rzeczywistości obudowa reaguje na ich pracę. Reemisja dźwięku przez ścianki skrzynki powoduje zniekształcenie.
Jednym z najprostszych sposobów poprawy ochrony obudowy przed wibracjami jest zwiększenie grubości ściany. Tutaj powinieneś znać miarę, słuchanie pokazuje, że począwszy od pewnej wartości, miara ta daje niewielką poprawę dźwięku. W przypadku głośników półkowych wystarczająca będzie płyta wiórowa 16–8 mm lub płyta pilśniowa. Korzystne jest wzmocnienie obudowy od wewnątrz za pomocą usztywniających żeber. Wariant ich praktycznego zastosowania pokazano w moim artykule w „Practice” nr 2 (4) / 2002, lipiec).
- umieszczenie materiałów pochłaniających dźwięk w obudowie;
- funkcje produkcji filtrów;
- jak samodzielnie wykonać kable do wewnętrznego okablowania o bardzo wysokiej jakości;
- wymagania dotyczące uszczelnienia obudowy;
- minimum informacji wymaganych do wyboru rodzaju kondensatorów.
W tym artykule omówiono również problemy z wyborem głośników i poruszono niektóre inne kwestie. Rozważanie tego jako części prezentacji moich metod pracy ma sens, więc się nie powtarzam.
Oczywiście istnieje wiele sposobów ochrony przed wibracjami obudowy głośnika. Są one podane na przykład w książce „Wysokiej jakości systemy akustyczne i emitery” (I. A. Aldoshina, A. G. Voishvillo. - M .: Radio and Communication, 1985.). Praktyka pokazuje, że ściany 16 mm, wzmocnione żebrami usztywniającymi, zapewniają wystarczającą ochronę przed wibracjami.
Nie ma absolutnych prawd. Akustycznie martwe ciała mają alternatywę - zastosowanie szeregu różnych rodzajów drewna, z których każdy ma swój własny dźwięk. To trudna ścieżka z wyzwaniami technologicznymi i kreatywnymi. To nie jest dla początkujących, wymaga najwyższych kwalifikacji w dziedzinie obróbki drewna, subtelnego postrzegania muzyki, wytrwałości w znajdowaniu akceptowalnych opcji wykonania ciała. Czasami w ten sposób możesz stworzyć doskonałe głośniki.
Lekcja druga. Filtry
Jeśli uważasz, że filtr to tylko obwód dzielący sygnał na kilka pasm częstotliwości dla odpowiednich głośników, będę musiał cię rozczarować. Wszystko jest znacznie bardziej skomplikowane. Prosta zwrotnica jest potrzebna dla idealnych głośników z płaską charakterystyką częstotliwościową ciśnienia akustycznego, ale taka niestety nie istnieje. W najlepszym przypadku niektóre typy głośników mogą zapewnić w przybliżeniu akceptowalne równoważenie pasma przenoszenia dla frontalnego zastosowania zwrotnic.
Sytuacja jest skomplikowana ze względu na złożoną interakcję głośników w paśmie transmisyjnym od niskiej częstotliwości do wyższej częstotliwości. Na przykład, mamy wyjątkowo płaskie głowy średnich i wysokich tonów w ich pasmach, a czyste pasmo przenoszenia spada poza pasmami, a podczas współpracy otrzymujemy straszną odpowiedź częstotliwościową. Szczególnie problematyczne jest dla początkujących zadokowanie głośników niskotonowych i głośników średniotonowych. Techniki takiego bezproblemowego połączenia są przedmiotem osobnego artykułu. Najpierw musisz zdobyć doświadczenie poprzez strojenie głośnika dwukierunkowego.
Nawet najprostsze filtry to potężne narzędzie w wykwalifikowanych rękach, pozwalające dostosować pasmo przenoszenia prawdziwego głośnika do pożądanego ideału. W przypadku głowic niskich i średnich częstotliwości filtry pierwszego rzędu (dławiki połączone szeregowo z głośnikiem) najczęściej nie są odpowiednie. Niedopuszczalnie odkształcają pasmo przenoszenia w paśmie przenoszenia, wypełniają środek, przez co dźwięk jest tępy, nieregularny, monotonnie nuci. W niektórych przypadkach taki filtr pozwala nieznacznie dostosować pasmo przenoszenia w górnej części zakresu odtwarzanego przez głowę basu / średnicy. W takim przypadku częstotliwość odcięcia takiego filtra jest bliska górnej częstotliwości głośnika.
W rzadkich głowach obserwuje się wzrost odrzutu, proporcjonalny do wzrostu częstotliwości sygnału w kilku oktawach. W takich przypadkach odpowiedź częstotliwościowa może być zrównoważona przez indukcyjność filtra pierwszego rzędu, ale częściej stosuje się do tego filtry drugiego rzędu. Pozwalają wykluczyć silne zniekształcenie pasma przenoszenia w paśmie.
Wybór kombinacji pojemności i indukcyjności filtra drugiego rzędu może być zapewniony w paśmie w pobliżu częstotliwości odcięcia nachylenia lub wzrostu odpowiedzi częstotliwościowej przy użyciu obwodu jako korektora. Jest to jedna z metod optymalizacji odpowiedzi częstotliwościowej.
Na ryc. 3 pokazuje filtr drugiego rzędu. Pojemność jest włączana równolegle z głośnikiem.
Figa. 3)
Pierwsze podejście
Obliczamy wartości L1 i C1 dla filtra bez wzrostu lub spadku przy częstotliwości odcięcia. Sprawdzimy wartość impedancji podaną przez producenta. Jeśli nie ma kawałków papieru, zmierz rezystancję prądu stałego i pomnóż wynik przez 1,25. Oznacz wynikową wartość po prostu przez R.
L1 \u003d R / (2π Fc),
gdzie Fс - częstotliwość graniczna,
C1 \u003d 1 / ((2π Fc) ² L1).
Na przykład: R \u003d 4 Ohm, Fc \u003d 1,6 kHz.
L1 \u003d 4 / (6,28 1,6 10³) \u003d 3,98 10-4 H \u003d 0,398 mH \u003d 398 μH,
C1 \u003d 1 / [(6,28 1,6 10³) ² 3,98 10 -4] \u003d 2,49 10 -5 F \u003d 24,9 μF.
Na przykład:
Fc \u003d 1 / (2π √ L1 C1).
W tym przypadku moduły (wartości bez uwzględnienia fazy) rezystancji L1 i C1 przy częstotliwości Fc są równe R, to znaczy 4 Ohm. Nawiasem mówiąc, przy częstotliwości odcięcia moduły oporności L1 i C1 są zawsze równe.
Jeżeli wyrównanie odpowiedzi częstotliwościowej wymaga zwiększenia Fc, powiedzmy, o 1 dB, to jest o około 10%, konieczne jest zmniejszenie modułów rezystancji L1 (| Z L1 |) i C1 (| Z C1 |) o około 10% w porównaniu z R \u003d 4 Omów, tj. Do 4 omów x 0,9 \u003d 3,6 omów.
L1 \u003d 3,6 / (6,28 1,6 10³) \u003d 3,58 10-4 H \u003d 0,358 mH \u003d 358 μH.
C1 \u003d 1 / [(6,28 1,6 10³) ² 3,58 10 -4] \u003d 2,77 10 -5 F \u003d 27,7 μF.
Częstotliwość odcięcia pozostaje taka sama, ale ~ 110% sygnału jest doprowadzane do głowicy przez Fc ze względu na zwiększony pobór prądu ze wzmacniacza i jego konwersję przez filtr „dzwoniący” o współczynniku Q więcej niż jeden na wymuszony sygnał na głowie.
Jeśli trzeba „wypełnić” obszar w pobliżu Fc o 1 dB, należy ponownie obliczyć filtr, tak jakby to jego obciążenie - impedancja głośnika wynosi około 1,1 x 4 Ohm \u003d 4,4 Ohm.
Łatwiej jest uzyskać pożądane wartości, zwiększając L1 i zmniejszając C1. Wtedy Fc się nie zmienia, a | Z L | i | Z C | będzie równy 4,4 oma.
L1 \u003d 398 mH x 1,1 \u003d 438 mH.
C1 \u003d 24,9 mF x 1,1 \u003d 22,64 mF.
Na przykład:
| Z L1 | \u003d 2π F L1, | Z C1 | \u003d 1 / (2π F C).
Pamiętaj, że jeśli chcesz zwiększyć zwrot w obszarze w pobliżu FC, będziesz musiał znieść spadek impedancji głośników w tym samym obszarze.
Spadek impedancji musi być kontrolowany. Wypróbuj następującą prostą metodę.
Scena 1
Podłącz obwód pokazany na rys. Do wyjścia wzmacniacza. 4a
Figa. 4
Na tym rysunku ikona „+” odpowiada czerwonemu terminalowi, a „-” - czarnemu. Zmiana polaryzacji nie wpływa na wyniki pomiaru.
Przyłóż sygnał sinusoidalny 1 kHz z generatora do wejścia wzmacniacza. Za pomocą regulacji głośności wzmacniacza i regulatora poziomu wyjściowego generatora ustaw ≈1 V napięcia skutecznego na zaciskach wyjściowych wzmacniacza. Aby to zrobić, potrzebujesz woltomierza zdolnego do pomiaru skutecznej wartości napięcia w obszarze częstotliwości dźwięku.
Przełącz woltomierz, aby zmierzyć napięcie na wyjściach rezystora R2. Urządzenie pokaże ≈38,5 mV. Ustaw poziom sygnału na odczyt woltomierza ≈40 mV.
2 etap
Podłącz głośnik zamiast R2. Płynnie zmieniaj częstotliwość sygnału na wyjściu generatora. Zobaczysz, że odczyty woltomierza się zmieniają. Zmiany te są proporcjonalne do zależnej od częstotliwości wartości impedancji głośnika. Możesz naszkicować zmierzoną charakterystykę: na osi poziomej pojawi się skala częstotliwości, na pionie - poziom napięcia. Oba są wykonywane w skali logarytmicznej. (Przykład pustego formularza zostanie opublikowany w następnym numerze AV Practice.) Szczególnie uważnie szukaj minimów napięcia, stopniowo zmieniając częstotliwość. Te punkty charakterystyki odpowiadają minimum impedancji głośnika.
Na przykład 40 mV odpowiada 4 omom, 30 mV - 3 omom. Jeśli nie masz czułego woltomierza, dobry tester pomoże. W trybie pomiaru napięcia prądu zmiennego tester jest woltomierzem. Odczyty są poprawne do 2 - 5 kHz, wyżej może wystąpić znaczny błąd. Sprawdź paszport testera. Ponadto nie wszystkie modele testerów mogą mierzyć dziesiątki sygnałów miliwoltowych z dobrą dokładnością. W takim przypadku sygnał wyjściowy można ustawić na zaciskach wzmacniacza nie 1, ale 10 V. W trybie naszych pomiarów wzmacniacz jest obciążony rezystancją powyżej 100 omów. Takie obciążenie o wysokiej rezystancji pozwala wytworzyć napięcie robocze 10 V nawet dla większości wzmacniaczy małej mocy i bez przegrzania.
Niestety przy napięciu 10 V istnieje niebezpieczeństwo spalenia opornika obwodu zapewniającego stabilność, który występuje w wielu obwodach wzmacniacza. Dlatego nie wykonuj pomiarów przy częstotliwościach powyżej 3 kHz.
Oczywiste jest, że w trybie „10 woltów” na rezystorze testowym R2 konieczne jest zainstalowanie nie 400 mV, ale 400 mV. Odpowiednio, skala napięcia zostanie skalibrowana od 125 mV do 6000 mV (6 V). W tym przypadku odczyty woltomierza są dzielone przez 100 i otrzymujemy wartość impedancji głośnika. Na przykład 400 mV odpowiada 4 omom.
Ćwicz AV 3/2002
Autor od wielu lat zajmuje się projektowaniem i produkcją ekskluzywnych systemów głośnikowych. W tym artykule mówi o konstrukcji trójdrożnego zestawu głośników stereo, w którym zainstalowane są wysokiej jakości głowice dynamiczne znanych zagranicznych producentów. W zwrotnicy zastosowano również wysokiej jakości komponenty, które poprawiają wierność odtwarzania nagrań muzycznych różnych gatunków.
Ten zestaw głośnikowy był jednym z eksponatów rosyjskiej wystawy Hi-End 2015, gdzie wzbudził zainteresowanie wielu odwiedzających i zdobył wysokie oceny od ekspertów i amatorów podczas przesłuchań demonstracyjnych.
Projekt tego zestawu głośników (AC) rozpoczął się dawno temu, ale pierwszą parę ukończyła dopiero 15. wystawa „Russian Hi-End” w listopadzie 2015 r. Niedawno wprowadzono drugą parę z niewielkimi zmianami: obudowa została uproszczona, a zwrotnica została nieco zmodyfikowana zgodnie z wynikami słuchanie i mierzenie.
W głośnikach zastosowano głowice dynamiczne: wysokiej częstotliwości Morel ET338-104, średniej częstotliwości Scan-Speak 15M / 4531K00 i niskoczęstotliwościowy SEAS H1215.
Miękka kopuła izraelska głowa izraelskiej firmy ma bardzo silny układ magnetyczny i niskie zniekształcenia nieliniowe. Pomimo obecności płynu magnetycznego w szczelinie ma dynamiczny dźwięk i dobrze odtwarza dźwięk instrumentów miedzianych i perkusyjnych.
Głowica środkowa o średnicy 15 cm od duńskiej firmy Scan-Speak z serii Reve-lator stała się jedną z najlepszych głowic średnich producentów wszystkich producentów. Jego ruchomy system charakteryzuje się dużym skokiem liniowym (specjalnie dla głowicy średniotonowej) i pozwala na stosunkowo niską częstotliwość separacji. Zniekształcenia nieliniowe w roboczym paśmie częstotliwości są bardzo małe: układ magnetyczny ma dwa linearyzujące miedziane pierścienie. Papierowy dyfuzor ma specjalne nacięcia, które zapewniają bardziej równomierne pasmo przenoszenia na końcu trybu tłoka.
Głośniki niskotonowe o średnicy 18 cm (6,5 cala) norweskiej firmy SEAS to konwencjonalne głośniki niskotonowe impregnowane na zewnątrz. Impregnacja zapewnia równomierny spadek odpowiedzi częstotliwościowej powyżej pasma częstotliwości roboczej. Każdy głośnik ma w sumie dwie takie głowy. Konstrukcja akustyczna - z bass-refleksem (FI).
Dwie 6,5-calowe głowice mają nieco większą powierzchnię dyfuzora niż jedna ośmiocalowa głowica. Ponadto w przypadku H1215 obszar trybu tłoka rozciąga się na częstotliwość 800 Hz, a dla 8-calowej głowicy tej samej firmy tryb tłoka kończy się na częstotliwościach powyżej 600 Hz. W przypadku H1215 parametr przyspieszenia wynosi Bl / M ms \u003d 496, a dla głowicy ośmiocalowej zwykle nie przekracza 350.
Wymaganą głośność głośników niskotonowych i częstotliwość strojenia FI można oszacować w programie na Exelu (darmowym) Unibox (autor - Dane Kristian Kougaard), kładąc w nim parametry głowy z listy charakterystyk (arkusz danych). Ten prosty i wygodny program pozwala uwzględnić wiele parametrów głowic, różne konfiguracje i obliczyć różne projekty. W obliczeniach należy wziąć pod uwagę założoną rezystancję czynną cewki filtru łącza o niskiej częstotliwości.
Dla dwóch H1215 połączonych równolegle obliczenia pokazują optymalną objętość około 32 l, a przy średnicy rury bass-reflex 66 i długości 116 mm częstotliwość strojenia FI wynosi około 43 Hz. Wymiary te odpowiadają wymiarom gotowego odruchu basowego AH-4 w Chinach. Następnie rurę FI pocięto na długość 100 mm. Rzeczywista częstotliwość strojenia wynosi około 44 Hz.
W prototypowym głośniku niskotonowym AC każdy został zainstalowany we własnym przedziale, co umożliwiło prawidłowy pomiar.
Rysunki skrzynki i jej części (rama do tkaniny - grill) pokazano na ryc. 1 i 2.
Figa. 1. Rysunki obudowy i jej części
Figa. 2. Rysunki obudowy i jej części
Obudowa wykonana jest z materiału MDF (czasami stosuje się przeźroczysty MDF - drobno rozproszona frakcja drewna). Panel przedni i podstawa mają grubość 25 mm, pozostałe panele mają 16 i 20 mm. Korpus wykończony jest fornirem i jest przymocowany do wyjmowanej podstawy pomalowanej na czarno. Zaleca się instalowanie głośników na kolcach, dla których stalowe tuleje gwintowane znajdują się u podstawy.
Kiedy system głośników jest zaprojektowany od zera, mogą być potrzebne makiety skrzynek w celu udoskonalenia konstrukcji, ale w tym przypadku (na wystawę) postanowiono natychmiast zamówić skrzynkę wykończeniową w fornirie.
Nachylona przegroda między przedziałami średnicy i głośnika niskotonowego w AC została stworzona, aby częściowo tłumić pionową falę stojącą w obudowie i zmniejszyć głośność przedziału średnicy. W przypadku poziomej przegrody przedział ten okazał się zbyt duży, a aby uzyskać wymaganą głośność przedziału basowego, konieczne było zwiększenie całkowitej wysokości głośników, która była już większa niż metr (1052 mm bez kolców). Przedział średniotonowy jest wypełniony syntetycznym winterizerem w ponad 50%, ale przestrzeń w pobliżu głowicy średniotonowej jest wolna od syntetycznego winterizera.
Do pomiarów akustycznych wymagany jest kompleks pomiarowy. W najprostszej formie jest to mikrofon, komputerowa karta dźwiękowa i program komputerowy do obliczeń elektroakustycznych. Korzystam z kompleksu pomiarowego LMS amerykańskiej firmy LINEARX. Obecnie nie jest dostępny, ale jest bardzo wygodny do pomiarów i umożliwia pomiar odpowiedzi częstotliwościowej w nieprzygotowanym pomieszczeniu. Kompleks obejmuje mikrofon, płytę PC i oprogramowanie.
Istnieją inne przyrządy pomiarowe, na przykład Clio włoskiej firmy Audiomatica SRL lub MLSSA, jednak w przypadku pomiarów amatorskich takie systemy są bardzo drogie.
Prostszym narzędziem jest program LoudSpeaker LAB 3 szwedzkiego autora, ale nie jest darmowy. Program pozwala na użycie karty dźwiękowej komputera z mikrofonem odpowiednim do tych celów.
Kompletnym i stosunkowo niedrogim rozwiązaniem jest ATB PC PRO niemieckiej firmy Kirchner. Pomimo nieco prymitywnej implementacji, ten program komputerowy umożliwia pomiary wystarczające do wyprodukowania głośników wysokiej jakości.
Na ryc. Ryc. 3 pokazuje charakterystykę częstotliwościową głowic dynamicznych mierzoną przez ciśnienie akustyczne i na ryc. 4 - charakterystyka ich impedancji. Pasmo przenoszenia mierzone z odległości 0,5 m wzdłuż osi promieniowania odpowiednich głowic. Linia przerywana jest dla głośnika wysokotonowego, linia przerywana dla środkowej głowy, a linia ciągła dla głośnika niskotonowego.
Figa. 3. Pasmo przenoszenia głowic dynamicznych mierzone ciśnieniem akustycznym
Figa. 4. Charakterystyka impedancji głowic dynamicznych
Pasmo przenoszenia pod wpływem ciśnienia akustycznego jest wygładzane, aby ułatwić obsługę. System nie jest skalibrowany do pomiaru bezwzględnej wartości ciśnienia akustycznego, dlatego wykresy nie odpowiadają deklarowanej czułości głowic. Poziom sygnału jest wybierany na podstawie wygody pomiarów, dzięki czemu szum systemu nie zakłóca i nie występuje duże zniekształcenie.
Po pomiarach wykresy są eksportowane do programu symulatora, który umożliwia symulację odpowiedzi częstotliwościowej i innych parametrów systemu z uwzględnieniem filtra. Program pozwala również obliczyć elementy filtra zwrotnicy i zoptymalizować odpowiedź częstotliwościową. Używam LspCAD 5.25 firmy Ingemar Johansson. Jest wystarczająco mocny, ale nie bardzo trudny do opanowania. Istnieje późniejsza wersja, ale nie jest wystarczająco wygodna.
Istnieje również bardzo wydajny program LEAP tego samego LINEARX, który wyprodukował LMS. Jest doskonalszy, ale trudny w użyciu.
Gotowy wynik symulacji przedstawiono na ryc. 5. Górny wykres to całkowita odpowiedź częstotliwościowa na osi głowicy RF w nieskończoności (gruba linia) i odpowiedź częstotliwościowa głowic z ich filtrami (cienkie linie). Pasma przenoszenia nie można nazwać płynnym, ale nie jest to krytyczne, ponieważ symulator wykazuje bardziej równomierną odpowiedź częstotliwościową na osi o 5 stopni. powyżej osi głowicy RF. Dolny wykres to impedancja charakterystyczna głośników i głowic z odpowiednimi filtrami.
Figa. 5. Wynik symulacji
Schemat filtra zwrotnicy dla jednego kanału głośnikowego pokazano na ryc. 6.
Figa. 6. Schemat filtra zwrotnicy dla jednego kanału głośnikowego
W zwrotnicy dolnoprzepustowej zastosowano filtr pierwszego rzędu (induktor L4). Pasmo środkowe jest również odcinane od góry i od dołu przez filtr pierwszego rzędu (C2 i L2). Dla pasma HF stosowany jest filtr drugiego rzędu (dL1).
Rozkazy zaniku akustycznego i elektrycznego filtrów zwykle nie pokrywają się, ponieważ odpowiedź częstotliwościowa głowic w paśmie opóźnień filtra ma swoje własne nieregularności. Dlatego rzeczywiste spadki w pobliżu częstotliwości separacji w pasmach LF są bliskie pierwszemu, w pasmach MF powyżej, a HF - bliżej trzeciego z powodu ich własnych spadków w odpowiedzi częstotliwościowej głowic, które są dodawane do spadku zapewnianego przez filtr elektryczny.
W AC wszystkie głowice są połączone w fazie. Zazwyczaj basów nie da się zredukować za pomocą filtra pierwszego rzędu i bez odwrócenia polaryzacji - częściej używa się drugiego rzędu. Było to możliwe kosztem większej nierówności w całkowitej odpowiedzi częstotliwościowej. Niska kolejność filtrów oznacza szersze obszary współpracy głowy i wzory płatów w płaszczyźnie pionowej z wąskimi płatami środkowymi. Ale głośniki z filtrami niskiego rzędu brzmią bardziej naturalnie, spójnie i żywo.
Obwód R6C5 wraz z cewką L4 tworzą wtyczkę filtra, która odcina niewielką emisję w odpowiedzi częstotliwościowej głowic basowych, co jest słyszalne, chyba że zostaną podjęte specjalne środki. Jednocześnie obwód ten nieznacznie zmniejsza nachylenie odpowiedzi częstotliwościowej powyżej częstotliwości separacji, dlatego w celu skompensowania tego spadku nachylenia wprowadza się obwód R7C6.
Obwód L5C7 (jako wycięcie) eliminuje wzrost impedancji łącza basowego przy częstotliwościach około 75 Hz. Jest to konieczne, aby wyeliminować szczytową charakterystykę częstotliwościową głośnika, która maskuje dolny bas. Zjawisko to nazywa się „pompowaniem”, termin zaproponowany przez S. D. Batem. Większość producentów głośników nie bierze pod uwagę tego zjawiska, chociaż istnieją konstrukcje głośników, w których podobny obwód stosuje się w celu wyrównania impedancji.
W zwrotnicy zastosowano kondensatory polipropylenowe z C1 i C2 - Mundorf Supreme (drogi, czarny - patrz zdjęcie poniżej). Cena kondensatorów C2, C3 (montaż czterech) jest porównywalna z ceną głowicy średniotonowej, ale w dobry sposób zauważalna jest różnica w dźwięku głośników z takimi kondensatorami. Aby go zapisać, możesz go zastąpić innym - Mundorf МСар (biały). Możesz użyć częściowo Supreme, a częściowo MCap (jak C4). Kondensator C7 - tlenek niepolarny (Mundorf Bipolar).
Cewki - zwykłe z drutu uzwojenia, z wyjątkiem L2 (Mundorf CFC16), który jest uzwojony taśmą (uzwojenie JBSPL. Średnice drutu dla cewek L1 i L3 (Mundorf L100) - 1 mm, dla L4 (Mundorf L140) - 1,4 mm, dla L5 (Mundorf L71) - 0,71 mm (rezystancja wynosi około 4,5 oma) Cewka L5 może znajdować się na rdzeniu ferromagnetycznym, a jej rezystancja może się różnić, w tym przypadku suma rezystancji cewki L5 i dodatkowego rezystora (niepokazanego na schemacie) powinna być w przybliżeniu równe 4,5 oma. Rezystorami w zwrotnicy są tlenek metalu (Mundorf MResist MOX).
Na zdjęciu 7 crossover pokazany jako ukończony. Części są montowane na zaciskach za pomocą zawiasów i mocowane za pomocą kleju topliwego do płyty MDF, sklejki lub innego materiału o grubości 3 ... 6 mm. Filtry są montowane na dwóch panelach: razem dla środkowej góry i osobno dla niskiej. Panel filtra dolnoprzepustowego jest przymocowany do bocznej ściany głośnika w komorze dla dolnego głośnika niskotonowego, a panel filtra dla głowic średnich i wysokich częstotliwości jest przymocowany do bocznej ściany w komorze górnego głośnika niskotonowego. Otwory, przez które druty przechodzą z filtrów do głowic średnich i wysokich, muszą być uszczelnione plasteliną.
Figa. 7. Montaż zwrotnicy
Zobaczmy, jaką rzeczywistą impedancję i odpowiedź częstotliwościową zapewnia ta zwrotnica.
Na ryc. Ryc. 8 pokazuje charakterystykę częstotliwościową głośników w pomieszczeniu, wykonaną z odległości 1 m wzdłuż osi głowicy RF. Można zauważyć, że jest podobny do produktu symulacyjnego (patrz ryc. 4), ale okazał się bardziej równomierny niż przewidywał symulator. Często dzieje się tak, ponieważ głowice dynamiczne są uważane za fazę minimalną podczas symulacji i pomiarów, ale w rzeczywistości, poza trybem tłoka, może to nie zostać wykonane.
Figa. 8. Pasmo przenoszenia
Dlatego natychmiast zasymuluj, że „właściwy” filtr nie działa. Wymagane są zmiany filtrów oraz dodatkowe pomiary i odsłuch.
W rzeczywistości pasmo przenoszenia (wygładzone do jednej trzeciej oktawy) mieści się w zakresie ± 3 dB odchylenia, jeśli nie zwracasz uwagi na pasmo przenoszenia poniżej 300 Hz, na które wyraźnie wpływa wpływ na pomieszczenie.
W szczególności, z powodu zakłóceń bezpośrednio z głośnika i odbijanych od podłogi, mikrofon wykrywa spadek odpowiedzi częstotliwościowej w obszarze około 200 Hz. Po zdjęciu z głośników efekt ten jest wyrównany. Lokalne maksima przy częstotliwościach 34 i 60 Hz są powodowane przez fale stojące, które mikrofon odbiera w danym punkcie (przy 34 Hz \u200b\u200bmiędzy ścianami, przy 60 Hz między podłogą a sufitem). Maksimum przy 140 Hz było spowodowane odbiciem od pobliskich mebli.
Biorąc pod uwagę niewielkie wygładzenie właściwości, wynik jest całkiem przyzwoity.
Na ryc. 9 pokazuje pasmo przenoszenia impedancji głośnika. Praktycznie pokrywa się z tym obliczonym podczas modelowania. Mały pik przy 180 Hz to nie tłumiona pionowa fala stojąca w sekcji basowej. Tagi przy 100 Hz i 1 kHz są generowane przez oprogramowanie, w rzeczywistości tak nie jest.
Figa. 9. Pasmo przenoszenia impedancji głośnika
Widać, że impedancja w roboczym zakresie częstotliwości nie spada poniżej 3,3 oma i nie przekracza 7,2 oma (z wyjątkiem garbu niskich częstotliwości w odruchu basowym). System można uznać za nominalnie czteromowy i można go stosować ze wzmacniaczem lampowym, ponieważ ma dość równą impedancję i dość wysoką czułość.
Specyfikacja głośników
Opór nominalny, Ohm ................... 4
Czułość przy 2,83 V, dB ................... 88
Pasmo częstotliwości o nierównomierności ± 3 dB, Hz ... 40 ... 20 000
Na zdjęciu Ryc. 10 pokazuje pierwszy zestaw głośników stereo (obudowy wzdłuż krawędzi stoiska), wyprodukowany i zaprezentowany na rosyjskiej wystawie Hi-End w 2015 r. Według wielu odwiedzających, przy średnim koszcie komponentów i wykonania, jakość wykończenia obudów jest dość wysoka, a dźwięk głośników jest oceniany jako zrównoważony i naturalne w wielu gatunkach muzycznych, chociaż, co prawda, autor nie miał fonogramów „heavy metal” lub „rock” ...
Figa. 10. Zestaw głośników stereo
Literatura
1. Morel ET338-104. - URL: http: // www. morelhifi.com/product/et-338-104/(21.04.16).
2. Scan-Speak 15M / 4531K00. - URL: http: // www.scan-speak.d k / datasheet / pdf / 15m-4531k00.pdf (04.21.16).
3. SEAS H1215 CA18RNX. - URL: http: // www.seas.no/index. php? opcja \u003d com_conte nt & view \u003d article & id \u003d 340: h1215-08-ca18rnx & catid \u003d 44 & Itemid \u003d 461 (04/21/16).
Data publikacji:14.08.2016
Opinie czytelników
- Georgy Krylov / 06/14/2017 - 12:17
W obwodzie jest literówka. R6 nie powinien wynosić 2,2 oma, ale 22 Ω. - Georgy Krylov / 03.30.2017 - 00:23
W obwodzie filtra jest literówka. R6 nie wynosi 2,2 oma, ale 22. Dla Vladimira: cewka L3 jest uzwojona drutem 1 mm. Wszystkie cewki są Mundorf. Całkowita rezystancja R5L3 wynosi około trzech omów. Z uwagi na fakt, że Radio ponownie przemalowało schemat zgodnie z nieistniejącym GOST nieistniejącego kraju, pojawił się tam błąd i moje notatki zniknęły na temat rodzaju i cech elementów. - George Krylov / 10/08/2016 - 03:06
L3 - Mundorf L100 - rezystancja gdzieś pomiędzy 0,2 -3 omów. Ważniejsza jest rezystancja cewki L5, jej rezystancja wynosi 4,5 oma. Miałem schemat z danymi elementów w materiałach artykułu, ale redaktorzy przerysowali schemat zgodnie z GOSTU byłego ZSRR i nie mogłem zmusić go do zapisania mojego schematu. To prawda, że \u200b\u200bw tekście są nazwy i parametry elementów. - Vladimir / 08/19/2016 - 12:26
Autor dobrze opisał link do filtra dolnoprzepustowego. Łącze RF nie wymaga opisów. Ale konstrukcja łącza średniotonowego rodzi pewne pytania. Czy łańcuch R5C4L3 jest najwyraźniej używany do tłumienia garbu 4,5 - 5 kHz na pasmo przenoszenia głowicy średniotonowej? W końcu częstotliwość rezonansowa sekwencyjnego obwodu oscylacyjnego C4L3, według moich obliczeń, wynosi około 4,5 kHz. Rezystor R5 zmienia współczynnik jakości obwodu, dostosowując głębokość wycięcia. Ale jaki jest całkowity opór R5L3? Jest to ważne przy produkcji cewki. I czy nie jest lepiej wskazać wymaganą wartość nominalną jej rezystancji podczas obliczania cewki i uczynić cewkę wymaganym współczynnikiem jakości?
Weź blok marmuru i odetnij od niego wszystko, co zbędne ...
Auguste Rodin
W zasadzie każdy filtr robi to samo z widmem sygnału, co Roden robi z marmurem. Ale w przeciwieństwie do kreatywności rzeźbiarza, pomysł nie należy do filtra, ale do ciebie i do mnie.
Z oczywistych względów ty i ja najbardziej znamy jeden obszar zastosowania filtrów - dzielenie spektrum sygnałów audio do późniejszego odtworzenia przez ich dynamiczne głowy (często mówimy „głośniki”, ale dziś materiał jest poważny, więc podchodzimy również do warunków z całą surowością). Ale ten obszar stosowania filtrów prawdopodobnie nadal nie jest główny i jest absolutnie pewne, że nie jest pierwszym w planie historycznym. Nie zapominajmy, że elektronika była kiedyś nazywana elektroniką, a jej początkowym zadaniem była obsługa potrzeb transmisji radiowej i odbioru radiowego. I nawet w latach dziecięcych radia, kiedy sygnały o ciągłym spektrum nie były przesyłane, a nadawanie nazywało się także telegrafią radiową, istniała potrzeba zwiększenia odporności kanału na szum, a problem ten został rozwiązany dzięki zastosowaniu filtrów w urządzeniach odbiorczych. Po stronie nadawczej zastosowano filtry w celu ograniczenia spektrum modulowanego sygnału, co również zwiększyło niezawodność transmisji. W końcu, kamień węgielny wszystkich urządzeń radiowych tamtych czasów, obwód rezonansowy jest niczym innym jak specjalnym przypadkiem filtra pasmowo-przepustowego. Dlatego możemy powiedzieć, że cała inżynieria radiowa rozpoczęła się od filtra.
Oczywiście pierwsze filtry były pasywne, składały się z cewek i kondensatorów, a za pomocą rezystorów można było uzyskać znormalizowane charakterystyki. Ale wszyscy mieli wspólną wadę - ich cechy zależały od impedancji obwodu, który za nimi stoi, to znaczy obwodu obciążenia. W najprostszych przypadkach impedancja obciążenia może być utrzymywana na wystarczająco wysokim poziomie, aby ten efekt można było pominąć; w innych przypadkach należało wziąć pod uwagę interakcję filtra i obciążenia (nawiasem mówiąc, obliczenia często przeprowadzano nawet bez reguły przesuwnej, tylko w kolumnie). Można było pozbyć się wpływu impedancji obciążenia, tego przekleństwa filtrów pasywnych, wraz z pojawieniem się filtrów aktywnych.
Początkowo miał on poświęcić ten materiał całkowicie i całkowicie pasywnym filtrom; w praktyce instalatorów trzeba je obliczać i produkować samodzielnie nieporównanie częściej niż aktywne. Ale logika wymagała, abyśmy nadal zaczynali od aktywnych. Dziwne, bo są prostsze, bez względu na to, co na pierwszy rzut oka wydaje się na podanych ilustracjach.
Chcę być właściwie zrozumiany: informacje o aktywnych filtrach nie mają służyć wyłącznie jako przewodnik po ich produkcji, taka potrzeba nie zawsze się pojawia. Częściej trzeba zrozumieć, jak działają istniejące filtry (głównie jako część wzmacniaczy) i dlaczego nie zawsze działają tak, jak byśmy chcieli. I rzeczywiście może przyjść myśl o pracy fizycznej.
Schematy aktywnych filtrów
W najprostszym przypadku filtr aktywny to filtr pasywny obciążony na element o pojedynczym współczynniku transmisji i wysokiej impedancji wejściowej - albo na nadajniku emiterowym, albo na wzmacniaczu operacyjnym pracującym w trybie repeatera, to znaczy ze wzmocnieniem jedności. (Możesz zaimplementować popychacz katody na lampie, ale nie dotknę lamp, za twoją zgodą, jeśli ktoś jest zainteresowany, zapoznaj się z odpowiednią literaturą). Zasadniczo nie jest w ten sposób zabronione budowanie aktywnego filtra o dowolnej kolejności. Ponieważ prądy w obwodach wejściowych repeatera są bardzo małe, wydaje się, że elementy filtrujące można wybierać bardzo kompaktowo. Czy to wszystko? Wyobraź sobie, że obciążenie filtra to rezystor 100 Ohm, chcesz zrobić filtr dolnoprzepustowy pierwszego rzędu, składający się z jednej cewki, na częstotliwości 100 Hz. Jaka powinna być ocena cewki? Odpowiedź: 159 mH. Jaka jest zwartość. A co najważniejsze, rezystancja omowa takiej cewki może być dość porównywalna z obciążeniem (100 omów). Dlatego musieliśmy zapomnieć o cewkach indukcyjnych w aktywnych obwodach filtrów, po prostu nie było innego wyjścia.
W przypadku filtrów pierwszego rzędu (ryc. 1) dam dwie opcje realizacji obwodów filtrów aktywnych - z wzmacniaczem operacyjnym i urządzeniem śledzącym emiter na tranzystorze typu n-p-n, a ty sam wybierzesz czasami, z czym będzie ci łatwiej pracować. Dlaczego n-p-n? Ponieważ jest ich więcej i ponieważ ceteris paribus w produkcji są nieco „lepsi”. Symulację przeprowadzono dla tranzystora KT315G - prawdopodobnie jedynego urządzenia półprzewodnikowego, którego cena do niedawna była dokładnie taka sama jak ćwierć wieku temu - 40 kopiejek. W rzeczywistości można użyć dowolnego tranzystora n-p-n, którego wzmocnienie (h21e) jest niewiele niższe niż 100.
Figa. 1. Filtry górnoprzepustowe pierwszego rzędu
Rezystor w obwodzie emitera (R1 na ryc. 1) ustawia prąd kolektora; w przypadku większości tranzystorów zaleca się, aby jego wartość wynosiła około 1 mA lub nieco mniej. Częstotliwość odcięcia filtra zależy od pojemności kondensatora wejściowego C2 i całkowitej rezystancji połączonych równolegle rezystorów R2 i R3. W naszym przypadku rezystancja ta wynosi 105 kOhm. Musisz tylko upewnić się, że jest on znacznie mniejszy niż rezystancja w obwodzie emitera (R1) pomnożona przez wskaźnik h21e - w naszym przypadku wynosi około 1200 kOhm (w rzeczywistości, z zakresem wartości h21e od 50 do 250 - od 600 kOhm do 4 MOhm) . Kondensator wyjściowy jest dodawany, jak to mówią, „na zamówienie” - jeśli obciążenie filtra stanowi stopień wejściowy wzmacniacza, tam z reguły jest już kondensator do odsprzęgania wejścia stałym napięciem.
W obwodzie filtrującym wzmacniacza operacyjnego tutaj (i później) zastosowano model TL082C, ponieważ ten wzmacniacz operacyjny jest bardzo często wykorzystywany do budowy filtrów. Możesz jednak wziąć prawie każdy wzmacniacz operacyjny z tych, które normalnie pracują z jednobiegunową mocą, najlepiej z wejściem na tranzystory polowe. Tutaj częstotliwość odcięcia jest również określana przez stosunek pojemności kondensatora wejściowego C2 i rezystancji połączonych równolegle rezystorów R3, R4. (Dlaczego są połączone równolegle? Ponieważ z punktu widzenia prądu przemiennego plus moc i minus są jednym i tym samym.) Stosunek rezystorów R3, R4 określa punkt środkowy, jeśli różnią się nieznacznie, to nie jest tragedia, to tylko oznacza, że \u200b\u200bsygnał jest maksymalny nieco wcześniej amplitudy zaczną być ograniczone z jednej strony. Filtr jest zaprojektowany dla częstotliwości odcięcia 100 Hz. Aby go obniżyć, musisz zwiększyć wartość rezystorów R3, R4 lub pojemności C2. Oznacza to, że nominalne zmiany są odwrotnie proporcjonalne do pierwszej mocy częstotliwości.
W obwodach filtra dolnoprzepustowego (ryc. 2) jest jeszcze kilka części, ponieważ dzielnik napięcia wejściowego nie jest wykorzystywany jako element obwodu zależnego od częstotliwości i dodaje się pojemność separacyjną. Aby obniżyć częstotliwość odcięcia filtra, zwiększ rezystor wejściowy (R5).
Figa. 2. Filtry dolnoprzepustowe pierwszego rzędu
Pojemność separacyjna ma poważną wartość nominalną, więc trudno będzie obejść się bez elektrolitu (chociaż można ograniczyć się do kondensatora filmowego 4,7 μF). Należy pamiętać, że pojemność separacji wraz z C2 tworzą dzielnik, a im jest on mniejszy, tym wyższe jest tłumienie sygnału. W rezultacie częstotliwość odcięcia jest nieco przesunięta. W niektórych przypadkach można obejść się bez kondensatora separacyjnego - jeśli na przykład źródłem jest wyjście innego stopnia filtru. Ogólnie rzecz biorąc, chęć pozbycia się nieporęcznych kondensatorów izolacyjnych była prawdopodobnie głównym powodem przejścia z mocy jednobiegunowej na bipolarną.
Na ryc. Ryciny 3 i 4 pokazują charakterystykę częstotliwościową filtrów górnoprzepustowych i dolnoprzepustowych, których obwody właśnie zbadaliśmy.
Figa. 3. Charakterystyka filtra górnoprzepustowego pierwszego rzędu
Figa. 4. Charakterystyka filtrów dolnoprzepustowych pierwszego rzędu
Jest bardzo prawdopodobne, że masz już dwa pytania. Po pierwsze: dlaczego tak gęsto przestudiowaliśmy filtry pierwszego rzędu, skoro w ogóle nie nadają się one do subwooferów, i aby oddzielić głośniki przednie, jeśli wierzysz w wypowiedzi autora, delikatnie mówiąc, nie często? Po drugie: dlaczego autor nie wspomniał o Butterworthu ani o swoich imionach - w końcu Linkwitz, Bessel, Czebyszew? Nie odpowiem jeszcze na pierwsze pytanie, nieco później wszystko stanie się dla ciebie jasne. Natychmiast przejdź do drugiego. Butterworth i wsp. Określili właściwości filtrów od drugiego rzędu i wyższych, a częstotliwość i odpowiedź fazowa filtrów pierwszego rzędu jest zawsze taka sama.
Tak więc filtry drugiego rzędu o nominalnym nachyleniu 12 dB / okt. Takie filtry są zwykle wykonywane przy użyciu wzmacniaczy operacyjnych. Oczywiście możesz sobie poradzić z tranzystorami, ale aby obwód działał poprawnie, musisz wziąć pod uwagę wszystko, a w rezultacie prostota okazuje się czysto wyobrażona. Istnieje wiele opcji realizacji obwodów takich filtrów. Nie powiem nawet, który z nich, ponieważ każde wyliczenie może zawsze być niekompletne. I niewiele nam to da, ponieważ nie ma sensu wnikać głęboko w teorię filtrów aktywnych. Co więcej, w większości tylko dwie implementacje obwodów są zaangażowane w budowę filtrów wzmacniaczy, można nawet powiedzieć, że półtora. Zacznijmy od tego, który jest „cały”. Jest to tak zwany filtr Sallen-Key.
Figa. 5. Filtr górnoprzepustowy drugiego rzędu
Tutaj, jak zawsze, częstotliwość odcięcia zależy od wartości kondensatorów i rezystorów, w tym przypadku C1, C2, R3, R4, R5. Uwaga: w przypadku filtra Butterwortha (no, wreszcie!), Wartość rezystora w obwodzie sprzężenia zwrotnego (R5) powinna być o połowę mniejsza niż rezystora znajdującego się w ziemi. Jak zwykle rezystory R3 i R4 są włączane równolegle z ziemią, a ich całkowita wartość nominalna wynosi 50 kOhm.
Teraz kilka słów, jakby na bok. Jeśli twój filtr nie jest strojony, nie będzie żadnych problemów z wyborem rezystorów. Ale jeśli chcesz płynnie zmienić częstotliwość odcięcia filtra, musisz jednocześnie zmienić dwa rezystory (mamy trzy z nich, ale wzmacniacze mają moc bipolarną i jest jeden rezystor R3, taka sama wartość jak nasze dwa R3, R4 połączone równolegle). Specjalnie do takich celów produkowane są rezystory o podwójnych zmiennych o różnych nominałach, ale są one droższe i nie ma ich tak wiele. Ponadto możesz opracować filtr o bardzo podobnych właściwościach, ale w którym oba oporniki będą takie same, a pojemności C1 i C2 będą różne. Ale to jest kłopotliwe. A teraz zobaczmy, co się stanie, jeśli weźmiesz filtr zaprojektowany dla częstotliwości środkowej (330 Hz) i zaczniesz zmieniać tylko jeden rezystor - ten, który idzie na ziemię. (Ryc. 6).
Figa. 6. Strojenie filtra górnoprzepustowego
Trzeba przyznać, że wielokrotnie widzieliśmy coś takiego na wykresach w testach wzmacniaczy.
Obwód filtra dolnoprzepustowego jest podobny do lustrzanego odbicia filtra górnoprzepustowego: w sprzężeniu zwrotnym znajduje się kondensator, a na poziomej półce litery „T” rezystory. (Ryc. 7).
Figa. 7. Filtr dolnoprzepustowy drugiego rzędu
Podobnie jak w przypadku filtra dolnoprzepustowego pierwszego rzędu, dodawany jest kondensator izolacyjny (C3). Wartość rezystorów w obwodzie tworzenia lokalnej „masy” (R3, R4) wpływa na wielkość tłumienia wprowadzanego przez filtr. Przy wartości nominalnej wskazanej na schemacie tłumienie wynosi około 1,3 dB, myślę, że można to znieść. Jak zawsze częstotliwość odcięcia jest odwrotnie proporcjonalna do wartości rezystorów (R5, R6). W przypadku filtra Butterwortha kondensator sprzężenia zwrotnego (C2) powinien być dwa razy większy niż pojemność C1. Ponieważ wartość nominalna rezystorów R5, R6 jest taka sama, prawie każdy podwójny rezystor dostrajający nadaje się do płynnego strojenia częstotliwości odcięcia - dlatego w wielu wzmacniaczach charakterystyki filtrów dolnoprzepustowych są bardziej stabilne niż właściwości filtrów górnoprzepustowych.
Na ryc. 8 pokazuje charakterystykę amplitudowo-częstotliwościową filtrów drugiego rzędu.
Figa. 8. Charakterystyka filtrów drugiego rzędu
Teraz możemy wrócić do pytania, na które nie udzielono odpowiedzi. „Przeszliśmy” przez schemat filtrów pierwszego rzędu, ponieważ filtry aktywne są tworzone głównie przez kaskadowe łącza podstawowe. Tak więc szeregowe połączenie filtrów pierwszego i drugiego rzędu da trzeci rząd, łańcuch dwóch filtrów drugiego rzędu da czwarty i tak dalej. Dlatego podam tylko dwa warianty schematów: filtr górnoprzepustowy trzeciego rzędu i filtr dolnoprzepustowy czwartego rzędu. Rodzaj charakterystyki - Butterworth, częstotliwość odcięcia - to samo 100 Hz. (Ryc. 9).
Figa. 9. Filtr górnoprzepustowy trzeciego rzędu
Przewiduję pytanie: dlaczego nagle zmieniły się wartości rezystorów R3, R4, R5? A dlaczego nie mieliby się zmienić? Jeżeli w każdej połowie obwodu poziom -3 dB odpowiada częstotliwości 100 Hz, oznacza to, że połączone działanie obu części obwodu spowoduje spadek przy częstotliwości 100 Hz o 6 dB. Ale nie zgodziliśmy się. Tak więc najlepszy sposób wprowadzenia metody wyboru nominałów - jak dotąd tylko dla filtrów Butterworth.
1. Na podstawie znanej częstotliwości odcięcia filtra ustaw jedną z charakterystycznych wartości (R lub C) i oblicz drugą wartość, korzystając z zależności:
Fc \u003d 1 / (2? PRC) (1.1)
Ponieważ asortyment znamionowych kondensatorów jest zwykle węższy, najbardziej rozsądne jest ustawienie wartości bazowej pojemności C (w faradach) i określenie z niej wartości bazowej R (Ohm). Ale jeśli, na przykład, masz parę kondensatorów 22 nF i kilka sztuk przy 47 nF, nikt nie przeszkadza ci wziąć oba te i te - ale w różnych częściach filtra, jeśli jest złożony.
2. W przypadku filtra pierwszego rzędu wzór (1.1) natychmiast podaje wartość rezystora. (W naszym szczególnym przypadku otrzymujemy 72,4 kOhm, zaokrąglając do najbliższej wartości standardowej, otrzymujemy 75 kOhm.) Dla filtra podstawowego drugiego rzędu określasz wartość początkową R w ten sam sposób, ale aby uzyskać rzeczywiste wartości rezystorów, musisz użyć tabeli . Następnie wartość rezystora w obwodzie sprzężenia zwrotnego określa się jako
a wartość rezystora idącego do „masy” będzie równa
Jeden i dwa w nawiasach oznaczają linie związane z pierwszym i drugim etapem filtra czwartego rzędu. Możesz sprawdzić: iloczyn dwóch współczynników w jednym rzędzie jest równy jedności - są to w rzeczywistości wielkości odwrotne. Zgodziliśmy się jednak nie wchodzić w teorię filtrów.
Obliczanie znamionowych elementów składowych filtra dolnoprzepustowego odbywa się w podobny sposób i zgodnie z tą samą tabelą. Jedyną różnicą jest to, że w ogólnym przypadku będziesz musiał tańczyć z dogodnej wartości rezystora i wybrać wartości kondensatora zgodnie z tabelą. Kondensator w obwodzie sprzężenia zwrotnego jest zdefiniowany jako
oraz kondensator łączący wejście wzmacniacza operacyjnego z „uziemieniem”, jak
Korzystając z nowo zdobytej wiedzy, rysujemy filtr dolnoprzepustowy czwartego rzędu, którego można już używać do pracy z subwooferem (ryc. 10). Na schemacie tym razem podaję obliczone wartości pojemności, bez zaokrąglania do wartości standardowej. Ma to na celu sprawdzenie siebie, jeśli chcesz.
Figa. 10. Filtr dolnoprzepustowy czwartego rzędu
Nadal nie powiedziałem ani słowa o charakterystyce fazowej i zrobiłem słuszną rzecz - jest to osobna kwestia i zajmiemy się nią osobno. Rozumiesz, następnym razem dopiero zaczynamy ...
Figa. 11. Charakterystyka filtrów trzeciego i czwartego rzędu
Przygotowano z materiałów magazynu „Car Audio”, kwiecień 2009 rwww.avtozvuk.com
Teraz, gdy zgromadzimy pewną ilość materiału, możesz zająć się fazą. Od samego początku trzeba powiedzieć, że już dawno wprowadzono koncepcję fazy, aby zaspokoić potrzeby elektrotechniki.
Kiedy sygnał jest czystym sinusoidą (chociaż stopień czystości może być inny) o stałej częstotliwości, całkiem naturalne jest wyobrażenie sobie go jako wektora wirującego, określonego, jak wiadomo, przez amplitudę (moduł) i fazę (argument). W przypadku sygnału audio, w którym sinusy występują tylko w formie rozkładu, pojęcie fazy nie jest tak jasne. Jest to jednak nie mniej przydatne - choćby dlatego, że fale dźwiękowe z różnych źródeł są dodawane wektorowo. A teraz zobaczmy, jak charakterystyki częstotliwościowo-fazowe (PFC) filtrów wyglądają aż do czwartego rzędu włącznie. Numeracja rysunków zostanie zachowana od ostatniego numeru.
Dlatego zaczynamy od rys. 12 i 13.
Możesz natychmiast zauważyć ciekawe wzory.
1. Każdy filtr „obraca” fazę o wielokrotność kąta a / 4, a dokładniej o wartość (n?) / 4, gdzie n jest rzędem filtra.
2. Odpowiedź fazowa filtra dolnoprzepustowego rozpoczyna się zawsze od 0 stopni.
3. Odpowiedź fazowa filtra górnoprzepustowego zawsze występuje w zakresie 360 \u200b\u200bstopni.
Ostatni punkt można wyjaśnić: „punkt docelowy” odpowiedzi fazowej filtra górnoprzepustowego jest wielokrotnością 360 stopni; jeśli rząd filtra jest wyższy niż czwarty, to wraz ze wzrostem częstotliwości faza filtra górnoprzepustowego będzie miała tendencję do 720 stopni, to znaczy do 4? ?, jeśli powyżej ósmej - do 6? itd. Ale dla nas jest to już czysta matematyka, która ma bardzo daleki stosunek do praktyki.
Biorąc pod uwagę powyższe trzy punkty, łatwo stwierdzić, że odpowiedź fazowa filtrów górnoprzepustowych i dolnoprzepustowych pokrywa się tylko dla czwartego, ósmego itd. rozkazy, a ważność tego stwierdzenia dla filtrów czwartego rzędu jest wyraźnie potwierdzona przez wykres na ryc. 13. Jednak z tego faktu nie wynika, że \u200b\u200bfiltr czwartego rzędu jest „najlepszy”, ponieważ nawiasem mówiąc, nie występuje odwrotnie. Ogólnie jest za wcześnie, aby wyciągać wnioski.
Charakterystyka fazowa filtrów nie zależy od metody implementacji - czy są one aktywne czy pasywne, a nawet od fizycznej natury filtra. Dlatego nie skupimy się konkretnie na odpowiedzi fazowej filtrów pasywnych, w większości nie różnią się one od tych, które już widzieliśmy. Nawiasem mówiąc, filtry należą do tak zwanych obwodów fazy minimalnej - ich charakterystyki amplitudowo-częstotliwościowe i częstotliwościowo-fazowe są ściśle ze sobą powiązane. Wśród nieminimalnych łączy fazowych znajduje się na przykład linia opóźniająca.
Jest dość oczywiste (z wykresami), że im wyższy rząd filtra, tym niższa odpowiedź fazowa. A czym charakteryzuje się stromość dowolnej funkcji? Jego pochodna. Pochodna częstotliwości odpowiedzi częstotliwościowej ma specjalną nazwę - czas opóźnienia grupy (czas opóźnienia). Faza musi być pobrana w radianach, a częstotliwość nie jest oscylacyjna (w hercach), ale kątowa, w radianach na sekundę. Wtedy pochodna otrzyma wymiar czasu, który wyjaśnia (choć częściowo) jej nazwę. Charakterystyka GVZ dla tych samych filtrów górnoprzepustowych i dolnoprzepustowych nie różni się. Tak wyglądają wykresy GWZ dla filtrów Butterwortha od pierwszego rzędu do czwartego (ryc. 14).
Tutaj różnica między filtrami różnych rzędów wydaje się szczególnie zauważalna. Maksymalna (w amplitudzie) wartość GWD dla filtra czwartego rzędu jest około cztery razy większa niż dla filtra pierwszego rzędu i dwa razy większa niż dla filtra drugiego rzędu. Istnieją stwierdzenia, że \u200b\u200bw tym parametrze filtr czwartego rzędu jest tylko cztery razy gorszy niż filtr pierwszego rzędu. Dla filtra górnoprzepustowego - możliwe. Ale w przypadku filtra dolnoprzepustowego wady wysokiego GHB nie są tak znaczące w porównaniu z zaletami dużego nachylenia pasma przenoszenia.
W dalszej dyskusji przydatne będzie wyobrażenie sobie, jak wygląda odpowiedź fazowa „w powietrzu” głowicy elektrodynamicznej, to znaczy, w jaki sposób faza promieniowania zależy od częstotliwości.
Niezwykły obraz (ryc. 15): na pierwszy rzut oka wygląda jak filtr, ale z drugiej strony wcale nie jest filtrem - faza cały czas spada i ze wzrostem stromości. Nie pozwolę odejść zbyt dużej tajemnicy: tak wygląda odpowiedź fazowa linii opóźniającej. Doświadczeni ludzie powiedzą: oczywiście opóźnienie wynika z przebiegu fali dźwiękowej z emitera do mikrofonu. I doświadczeni ludzie się mylą: mój mikrofon został zainstalowany na kołnierzu głowy; nawet jeśli weźmiemy pod uwagę pozycję tak zwanego centrum promieniowania, może to spowodować błąd 3-4 cm (dla tej konkretnej głowy). A tutaj, jeśli oszacujesz, opóźnienie wynosi prawie pół metra. A właściwie dlaczego nie powinno to być (opóźnienie)? Wyobraź sobie na wyjściu wzmacniacza taki sygnał: nic, nic, a nagle sinus - tak jak powinien, od początku i z maksymalną stromością. (Na przykład nie muszę sobie niczego wyobrażać, mam to zapisane na jednej z mierzących płyt CD, sprawdzamy polaryzację za pomocą tego sygnału). Oczywiste jest, że prąd przez cewkę głosową nie płynie natychmiast, nadal ma pewną indukcyjność. Ale to są drobiazgi. Najważniejsze jest to, że ciśnienie akustyczne jest prędkością objętościową, to znaczy, dyfuzor musi najpierw przyspieszyć, a dopiero potem zabrzmi. Dla wartości opóźnienia można prawdopodobnie wyprowadzić wzór, na pewno pojawi się masa „ruchu”, współczynnik siły i ewentualnie rezystancja omowa cewki. Nawiasem mówiąc, otrzymałem podobne wyniki na różnych urządzeniach: zarówno na analogowym mierniku faz Bruel & Kjaer, jak i na kompleksach cyfrowych MLSSA i Clio. Wiem na pewno, że opóźnienie środka pasma jest mniejsze niż w przypadku basistów, a piszczyciele są mniejsze niż te i te. Co zaskakujące, w literaturze nie spotkałem się z odniesieniami do takich wyników.
Dlaczego wprowadziłem ten pouczający harmonogram? A jeśli sytuacja jest taka, jak ją widzę, to wiele dyskusji na temat właściwości filtrów traci praktyczne znaczenie. Mimo to ja je przedstawię, a ty sam decydujesz, czy wszystkie z nich powinny zostać oddane do użytku.
Obwody filtrów pasywnych
Myślę, że niewiele osób będzie zaskoczonych, jeśli stwierdzę, że jest znacznie mniej implementacji obwodów filtrów pasywnych niż filtrów aktywnych. Powiedziałbym, że jest ich około dwóch i pół. Oznacza to, że jeśli filtry eliptyczne są wyświetlane w osobnej klasie obwodów, trzy okażą się, jeśli nie, to dwa. Ponadto w 90% przypadków w akustyce stosuje się tak zwane filtry równoległe. Dlatego nie zaczniemy od nich.
Filtry szeregowe, w przeciwieństwie do filtrów równoległych, nie istnieją „w częściach” - tutaj jest filtr dolnoprzepustowy i filtr górnoprzepustowy. Nie można ich podłączyć do różnych wzmacniaczy. Ponadto, zgodnie z ich cechami, są to filtry pierwszego rzędu. Nawiasem mówiąc, wciąż wszechobecny Mr. Small argumentował, że filtry pierwszego rzędu nie są odpowiednie do zastosowań akustycznych, bez względu na to, co mówią prawosławni audiofile (z jednej strony) i zwolennicy całkowitego obniżenia ceny produktów akustycznych (z drugiej strony). Jednak filtry sekwencyjne mają jeden plus: suma napięć wyjściowych, które zawsze mają, to jedność. Tak wygląda dwupasmowy obwód filtra szeregowego (rysunek 16).
W takim przypadku wartości znamionowe odpowiadają częstotliwości granicznej 2000 Hz. Łatwo zrozumieć, że suma naprężeń na obciążeniach jest zawsze dokładnie równa napięciu wejściowemu. Ta funkcja filtra szeregowego służy do „przygotowania” sygnałów do ich dalszego przetwarzania przez procesor (w szczególności w Dolby Pro Logic). Na następnym wykresie widać odpowiedź częstotliwościową filtra (ryc. 17).
Możesz uwierzyć, że krzywe odpowiedzi fazowej i fazowej są dokładnie takie same, jak każdego filtra pierwszego rzędu. Nauka znana jest również trójdrożny filtr szeregowy. Jego schemat na ryc. osiemnaście.
Wartości znamionowe podane na schemacie odpowiadają tej samej częstotliwości przekroju (2000 Hz) między głośnikiem wysokotonowym (HF) i częstotliwością środkową oraz częstotliwości 100 Hz - przekroju między głowicami MF i LF. Oczywiste jest, że trzypasmowy filtr szeregowy ma tę samą właściwość: suma napięć na jego wyjściu jest dokładnie równa napięciu na wejściu. Na poniższym rysunku (ryc. 19), na którym pokazano zestaw cech tego filtra, widać, że nachylenie filtra głośnika wysokotonowego w zakresie 50–200 Hz jest wyższe niż 6 dB / ok., Ponieważ jego pasmo pokrywa się nie tylko z pasmem średniotonowym , ale także na pasku głowicy głośnika niskotonowego. Tego nie potrafią zrobić filtry równoległe: nakładanie się pasm nieuchronnie przynosi niespodzianki i zawsze pozbawione radości.
Parametry filtra szeregowego są obliczane dokładnie tak samo, jak oceny filtrów pierwszego rzędu. Zależność jest nadal taka sama (patrz wzór 1.1). Najwygodniej jest wprowadzić tak zwaną stałą czasową, poprzez częstotliwość odcięcia filtra wyraża się ją jako TO \u003d 1 / (2? Fc).
C \u003d TO / RL (2.1) i
L \u003d TO * RL (2.2).
(Tutaj RL jest impedancją obciążenia, w tym przypadku 4 Ohm).
Jeśli, podobnie jak w drugim przypadku, masz filtr trzypasmowy, wówczas będą istniały dwie częstotliwości sekcji i dwie stałe czasowe.
Prawdopodobnie najbardziej zaawansowany technicznie z was już zauważył, że lekko „szarpnąłem” karty i zamieniłem rzeczywistą impedancję obciążenia (to znaczy głośnik) na omowy „ekwiwalent” 4 omów. W rzeczywistości oczywiście nie jest on równoważny. W rzeczywistości nawet cewka wymuszonego hamowania z punktu widzenia miernika impedancji wygląda jak szereg połączonych impedancji czynnej i indukcyjnej. A kiedy cewka ma ruchliwość, indukcyjność rośnie z wysoką częstotliwością, a przy częstotliwości rezonansowej głowy opór omowy wydaje się wzrastać, zdarza się, i to dziesięć razy lub więcej. Istnieje bardzo niewiele programów, które mogą wziąć pod uwagę takie cechy prawdziwej głowy, osobiście znam trzy. Ale w żaden sposób nie postawiliśmy sobie za cel, aby nauczyć się, jak pracować, powiedzmy, w środowisku oprogramowania Linearx. Nasze zadanie jest inne - radzić sobie z głównymi funkcjami filtrów. Dlatego w dawny sposób będziemy symulować obecność głowy za pomocą rezystancyjnego odpowiednika, a konkretnie - o wartości nominalnej 4 omów. Jeśli w twoim przypadku obciążenie ma inną impedancję, wówczas wszystkie impedancje zawarte w obwodzie filtra pasywnego muszą zostać proporcjonalnie zmienione. Oznacza to, że indukcyjność jest proporcjonalna, a pojemność jest odwrotnie proporcjonalna do rezystancji obciążenia.
(Po przeczytaniu tego w szkicu redaktor naczelny powiedział: „Czy filtrujesz kolejne filtry - to jest Klondike, wykopmy go jakoś”. Zgadzam się. Klondike. Musiałem obiecać, że w jednym z nadchodzących numerów wykopiemy go osobno i specjalnie.)
Najczęściej stosowane filtry równoległe nazywane są również filtrami drabinkowymi. Myślę, że dla wszystkich będzie jasne, skąd wzięła się ta nazwa po spojrzeniu na uogólniony obwód filtra (ryc. 20).
Aby uzyskać filtr dolnoprzepustowy czwartego rzędu, konieczne jest zastąpienie wszystkich poziomych „słupków” w tym obwodzie indukcyjnością, a wszystkie pionowe kondensatorami. W związku z tym, aby zbudować filtr górnoprzepustowy, musisz zrobić odwrotnie. Filtry niższych rzędów są uzyskiwane przez odrzucenie jednego lub więcej elementów, zaczynając od ostatniego. Filtry wyższego rzędu uzyskuje się w podobny sposób, tylko poprzez zwiększenie liczby elementów. Ale dojdziemy do porozumienia: nie ma dla nas filtrów powyżej czwartego zamówienia. Jak zobaczymy później, wraz ze wzrostem nachylenia filtra pogłębiają się jego wady, więc taka zgoda nie jest czymś kuszącym. Dla kompletności powiedziałbym jeszcze jedno. Istnieje alternatywna konstrukcja filtrów pasywnych, w której pierwszym elementem jest zawsze rezystor, a nie element reaktywny. Takie obwody są stosowane, gdy konieczne jest znormalizowanie impedancji wejściowej filtra (na przykład wzmacniacze operacyjne „nie lubią” obciążenia mniejszego niż 50 omów). Ale w naszym przypadku dodatkowy rezystor oznacza nieuzasadnioną utratę mocy, więc „nasze” filtry zaczynają się od reaktywności. Chyba, że \u200b\u200boczywiście musisz specjalnie obniżyć poziom sygnału.
Najbardziej złożony filtr pasmowoprzepustowy jest uzyskiwany, jeżeli na schemacie uogólnionym każdy element poziomy zostanie zastąpiony szeregowym połączeniem pojemności i indukcyjności (w dowolnej sekwencji), a każdy element pionowy musi zostać zastąpiony równolegle tą samą pojemnością i indukcyjnością. Prawdopodobnie dam taki „przerażający” schemat (ryc. 21).
Jest jeszcze jedna sztuczka. Jeśli potrzebujesz asymetrycznego „pasmowoprzepustowego” (filtra pasmowo-przepustowego), dla którego, powiedzmy, filtr górnoprzepustowy jest czwartego rzędu, a filtr dolnoprzepustowy jest drugiego rzędu, to dodatkowe części z powyższego obwodu (to znaczy jeden kondensator i jedna cewka) należy usunąć za pomocą „ ogon ”, a nie odwrotnie. W przeciwnym razie otrzymasz nieoczekiwane efekty ze zmiany wzorca ładowania poprzednich etapów filtrowania.
Nie mieliśmy czasu na zapoznanie się z filtrami eliptycznymi. Cóż, następnym razem zaczniemy z nimi.
Przygotowano z materiałów magazynu „Car Audio”, maj 2009 rwww.avtozvuk.com
To znaczy bardzo niezupełnie. Faktem jest, że schemat filtrów pasywnych jest dość zróżnicowany. Natychmiast odrzuciliśmy filtry z rezystorem normalizującym na wejściu, ponieważ prawie nie są one stosowane w akustyce, chyba że oczywiście wykluczamy te przypadki, w których głowica (głośnik wysokotonowy lub częstotliwość średnia) musi zostać „wytrącona” dokładnie o 6 dB. Dlaczego o szóstej? Ponieważ w takich filtrach (są one również nazywane podwójnie obciążonymi) wartość rezystora wejściowego jest wybierana tak samo jak impedancja obciążenia, powiedzmy 4 Ohm, aw paśmie przepustowym taki filtr będzie tłumiony o 6 dB. Ponadto filtry z podwójnym ładowaniem są typu P i typu T. Aby wyobrazić sobie filtr typu P, wystarczy odrzucić pierwszy element (Z1) na uogólnionym schemacie filtrów (ryc. 20, nr 5/2009). Pierwszy element takiego filtra jest podłączony do ziemi, a jeśli w obwodzie filtra nie ma rezystora wejściowego (filtr z pojedynczym obciążeniem), ten element nie powoduje efektu filtrującego, a jedynie ładuje źródło sygnału. (Spróbuj użyć źródła, czyli wzmacniacza, aby włączyć kondensator kilkuset mikrofaradów, a następnie napisz do mnie, czy udało mu się zadziałać zabezpieczenie, czy nie. Na wszelki wypadek napisz na żądanie, lepiej nie zaśmiecaj adresów, podając takie porady). Dlatego użyjemy filtrów P też nie rozważaj. W sumie, jak łatwo sobie wyobrazić, mamy do czynienia z jedną czwartą implementacji obwodów filtrów pasywnych.
Filtry eliptyczne wyróżniają się, ponieważ przynajmniej dlatego, że mają dodatkowy element i dodatkowy pierwiastek równania wielomianowego. Co więcej, pierwiastki tego równania są rozmieszczone w płaszczyźnie zespolonej nie w okręgu (jak powiedzmy Butterwortha), ale w elipsie. Aby nie operować koncepcjami, co prawdopodobnie nie ma tutaj sensu, nazwiemy filtry eliptyczne (jak wszystkie inne) nazwiskiem naukowca, który opisał ich właściwości. Więc…
Schematy filtrów Cauera
Znane są dwa obwody filtrów Cauera - dla filtrów górnoprzepustowych i dolnoprzepustowych (ryc. 1).
Te, które są oznaczone liczbami nieparzystymi, nazywane są standardowymi, pozostałe dwa są podwójne. Dlaczego tak, a nie inaczej? Może dlatego, że w standardowych obwodach dodatkowym elementem jest pojemność, a podwójne obwody różnią się od konwencjonalnego filtra obecnością dodatkowej indukcyjności. Nawiasem mówiąc, w żadnym wypadku każdy uzyskany w ten sposób schemat nie jest filtrem eliptycznym, jeśli wszystko jest zrobione zgodnie z nauką, należy ściśle przestrzegać relacji między elementami.
Filtr Cauera ma sporo wad, jak zawsze, po drugie, pomyślmy o nich pozytywnie. W końcu Cauer ma plus, który w innych przypadkach może przewyższyć wszystko. Taki filtr zapewnia głębokie tłumienie sygnału przy częstotliwości strojenia obwodu rezonansowego (L1-C3, L2-C4, L4-C5, L6-C8 na schematach 1–4). W szczególności, jeśli wymagane jest zapewnienie filtrowania w pobliżu częstotliwości rezonansowej głowicy, tylko filtry Cowera poradzą sobie z tym zadaniem. Ręczne ich liczenie jest dość kłopotliwe, ale w programach symulacyjnych z reguły istnieją specjalne sekcje dotyczące filtrów pasywnych. To prawda, że \u200b\u200bnie ma tam nieobciążonych filtrów. Jednak moim zdaniem nie zaszkodzi, jeśli weźmiesz obwód filtra Czebyszewa lub Butterwortha i obliczysz dodatkowy element na podstawie częstotliwości rezonansowej, stosując dobrze znaną formułę:
Fр \u003d 1 / (2? (LC) ^ 1/2), skąd
C \u003d 1 / (4? ^ 2 F ^ ^ 2 L) (3.1)
Warunek obowiązkowy: częstotliwość rezonansowa musi znajdować się poza pasmem przezroczystości filtra, to znaczy dla filtra górnoprzepustowego - poniżej częstotliwości odcięcia, dla filtra dolnoprzepustowego - powyżej częstotliwości odcięcia filtra „oryginalnego”. Z praktycznego punktu widzenia najbardziej interesujące są filtry RF tego typu - zdarza się, że pożądane jest ograniczenie pasma średniej częstotliwości lub głośnika wysokotonowego tak nisko, jak to możliwe, wykluczając jednak jego działanie w pobliżu częstotliwości rezonansu głowy. Dla unifikacji podaję obwód filtra RF dla naszej ulubionej częstotliwości 100 Hz (ryc. 2).
Wartości pierwiastków wyglądają trochę dziko (zwłaszcza pojemność 2196 μF - częstotliwość rezonansowa wynosi 48 Hz), ale jak tylko przejdziesz do wyższych częstotliwości, wartości zmienią się odwrotnie do kwadratu częstotliwości, czyli szybko.
Filtruj typy, zalety i wady
Jak już wspomniano, właściwości filtrów są określone przez pewien wielomian (wielomian) odpowiedniego rzędu. Ponieważ w matematyce opisano pewną liczbę specjalnych kategorii wielomianów, typy filtrów mogą być dokładnie takie same. Co więcej, nawet więcej, ponieważ w akustyce zwyczajowo nadawano także niektórym kategoriom filtrów specjalne nazwy. Ponieważ istnieją wielomiany Butterwortha, Legendre'a, Gaussa, Czebyszewa (rada: napisz i wymów imię Pafnuti Lwowicz poprzez „ё”, tak jak powinno być - jest to najprostszy sposób, aby pokazać solidność własnego wykształcenia), Bessela itp., Więc są filtry, które niosą wszystkie te nazwiska. Ponadto wielomian Bessela badano sporadycznie przez prawie sto lat, więc Niemcy nadadzą im nazwy, podobnie jak odpowiadające im filtry, imieniem ich rodaków, a Anglik najprawdopodobniej zapamięta Thomsona. Specjalnym artykułem są filtry Linkwitz. Ich autor (żywy i energiczny) zaproponował pewną kategorię filtrów górnoprzepustowych i dolnoprzepustowych, których suma napięć wyjściowych dałaby równomierną zależność od częstotliwości. Oto rzecz: jeśli zanik napięcia wyjściowego każdego filtra w punkcie przekroju wynosi 3 dB, wówczas ogólna charakterystyka będzie prosta pod względem mocy (napięcie kwadratowe), a na interfejsie pojawi się garb o wartości 3 dB. Linkwitz zasugerował dopasowanie filtrów na poziomie -6 dB. W szczególności filtry Linkwitz drugiego rzędu są tymi samymi filtrami Butterwortha, tylko w przypadku filtra górnoprzepustowego mają one częstotliwość odcięcia 1,414 razy wyższą niż w przypadku filtra dolnoprzepustowego. (Częstotliwość sprzęgania jest dokładnie między nimi, czyli 1,189 razy wyższa niż filtry dolnoprzepustowe Butterwortha o tych samych parametrach.) Dlatego też, gdy spotykam wzmacniacz, w którym filtry przestrajalne są określone jako filtry Linkwitz, rozumiem, że autorzy opracowania i autorzy specyfikacji nie byli ze sobą zaznajomieni. Wróćmy jednak do wydarzeń sprzed 25-30 lat. Richard Small wziął również udział w ogólnym triumfie filtrowania, który zaproponował połączenie filtrów Linkwitz (dla wygody, ale nie inaczej) z filtrami sekwencyjnymi, które również zapewniają charakterystykę równomiernego napięcia, i nazywane zbiorczo stałymi filtrami napięcia. Dzieje się tak pomimo faktu, że ani wtedy, ani, jak się wydaje, i teraz, tak naprawdę nie ustalono, czy preferowane jest płaskie napięcie lub charakterystyka mocy. Jeden z autorów obliczył nawet pośrednie współczynniki wielomianu, tak aby filtry odpowiadające tym „kompromisowym” wielomianom powinny dawać garb o wartości 1,5 decybela napięcia i taką samą wielkość awarii zasilania na interfejsie. Jednym z dodatkowych wymagań dotyczących konstrukcji filtrów było to, że charakterystyki częstotliwościowe filtrów dolnoprzepustowych i górnoprzepustowych powinny być albo identyczne, albo rozchodzić się o 180 stopni - co oznacza, że \u200b\u200bgdy zmieni się polaryzacja jednego z ogniw, ta sama charakterystyka fazowa zostanie uzyskana ponownie. W rezultacie można między innymi zminimalizować obszar nakładających się pasm.
Możliwe, że wszystkie te gry umysłu okazały się bardzo przydatne w rozwoju kompresorów wielopasmowych, ekspanderów i innych systemów procesorowych. Ale tylko w akustyce trudno je zastosować, delikatnie mówiąc. Po pierwsze, nie sumują się napięcia, lecz ciśnienia dźwięku związane z napięciem poprzez trudną charakterystykę częstotliwości fazowej (ryc. 15, nr 5/2009), tak że nie tylko ich fazy mogą się dowolnie zmieniać, ale stromość zależności fazowej z pewnością będzie inna (chyba że przyszło ci do głowy hodować ten sam typ głowy w paskach). Po drugie, napięcie i moc są związane z ciśnieniem akustycznym i mocą akustyczną dzięki wydajności głowic, a także nie muszą być takie same. Dlatego, jak mi się wydaje, nadrzędnym priorytetem powinno być nie parowanie filtrów w paskach, ale ich własna charakterystyka filtrów.
Jakie cechy (pod względem akustyki) determinują jakość filtrów? Niektóre filtry zapewniają płynne pasmo przenoszenia w paśmie przezroczystości, dla innych recesja rozpoczyna się na długo przed osiągnięciem częstotliwości odcięcia, ale nawet po tym stromość spadku powoli osiąga pożądaną wartość, dla innych garb („ząb”) obserwuje się, gdy zbliża się do częstotliwości odcięcia, po czym Gwałtowny spadek zaczyna się od stromości nawet nieco wyższej niż „wartość nominalna”. Z tych pozycji jakość filtrów charakteryzuje się „gładkością odpowiedzi częstotliwościowej” i „selektywnością”. Różnica faz dla filtra tego rzędu jest stała (tak było w poprzednim wydaniu), ale zmiana fazy może być stopniowa lub szybka, czemu towarzyszy znaczny wzrost czasu opóźnienia grupy. Ta właściwość filtra charakteryzuje się gładkością faz. Cóż, jakość procesu przejścia, to znaczy reakcja na efekt krokowy (Step Response). Filtr dolnoprzepustowy działa z poziomu na poziom (choć z opóźnieniem), ale procesowi przejścia może towarzyszyć wzrost i proces oscylacyjny. W filtrze górnoprzepustowym reakcją na krok jest zawsze ostry pik (bez opóźnienia) z powrotem do składowej stałej zerowej, ale zero i kolejne oscylacje są podobne do tego, co można zobaczyć w filtrze dolnoprzepustowym tego samego typu.
Moim zdaniem (moja opinia może być bezdyskusyjna, ci, którzy chcą się kłócić, mogą nawiązywać korespondencję, nawet na żądanie), do celów akustycznych wystarczą trzy rodzaje filtrów: Butterworth, Bessel i Czebyshev, zwłaszcza, że \u200b\u200bten ostatni rodzaj faktycznie łączy całą grupę filtrów o różnych wielkościach „zębów”. Jeśli chodzi o gładkość pasma przenoszenia w paśmie przezroczystości poza konkurencją, filtry Butterwortha - ich pasmo przenoszenia nazywa się cechą największej gładkości. Ponadto, jeśli weźmiemy serię Bessela - Butterwortha - Czebyszewa, wówczas w tej serii występuje wzrost selektywności przy równoczesnym spadku gładkości fazy i jakości procesu przejścia (ryc. 3, 4).
Widać wyraźnie, że pasmo przenoszenia Bessela jest najbardziej płynne, podczas gdy Czeczeszew jest najbardziej „decydujący”. Charakterystyka częstotliwościowo-fazowa filtra Bessela jest również najbardziej płynna, dla Czebyszewa - najbardziej „kątowa”. Generalnie podam charakterystykę filtra Cauera, którego obwód pokazano nieco wyżej (ryc. 5).
Zwróć uwagę na to, jak w punkcie rezonansowym (zgodnie z obietnicą 48 Hz) faza przeskakuje o 180 stopni. Oczywiście przy tej częstotliwości tłumienie sygnału powinno być najwyższe. W każdym razie pojęcia „gładkości fazy” i „filtra Cauera” nie są w żaden sposób łączone.
Zobaczmy teraz, jak wygląda przejściowa odpowiedź czterech typów filtrów (wszystkie z nich są filtrami dolnoprzepustowymi o częstotliwości odcięcia 100 Hz) (ryc. 6).
Filtr Bessela, podobnie jak wszystkie inne, ma trzeci rząd, ale praktycznie nie emituje. Czeczejew i Cauer mają największe emisje, a ta druga ma długi proces oscylacyjny. Ilość emisji wzrasta wraz ze wzrostem kolejności filtrów i odpowiednio maleje wraz ze spadkiem. Aby to zilustrować, cytuję charakterystykę przejściową filtrów drugiego rzędu Butterwortha i Czebyszewa (z Besselem nie ma problemów) (ryc. 7).
Ponadto natknąłem się na płytkę zależności wielkości transferu od rzędu filtra Butterwortha, którą również postanowiłem podać (Tabela 1).
Jest to jeden z powodów, dla których nie warto dać się ponieść filtrom Butterwortha wyższym niż czwarty, a Czebyszewa - wyższemu niż trzeci, a także filtrom Cauer. Charakterystyczną cechą tego ostatniego jest niezwykle wysoka wrażliwość na zmienność parametrów elementów. Z mojego doświadczenia wynika, że \u200b\u200bdokładność wyboru części w procentach można zdefiniować jako 5 / n, gdzie n to kolejność filtra. Oznacza to, że pracując z filtrem czwartego rzędu, powinieneś być przygotowany na to, że wartość nominalna części będzie musiała zostać wybrana z dokładnością 1% (dla Cower - 0,25%!).
A teraz czas przejść do wyboru części. Oczywiście elektrolitów należy unikać ze względu na ich niestabilność, chociaż jeśli pojemność liczy się dla setek mikrofaradów, nie ma innego wyjścia. Możliwości będą oczywiście musiały zostać wybrane i złożone z kilku kondensatorów. Jeśli chcesz, możesz znaleźć elektrolity o niskim wycieku, niskiej rezystancji ołowiu i rzeczywistej dyspersji pojemności nie gorszej niż + 20 / -0%. Cewki są oczywiście „bezduszne”, jeśli wolę bez rdzenia, wolę ferryty.
Aby wybrać nominały, sugeruję skorzystanie z poniższej tabeli. Wszystkie filtry są zaprojektowane dla częstotliwości odcięcia 100 Hz (-3 dB) i obciążenia 4 omów. Aby uzyskać wartości nominalne dla swojego projektu, musisz policzyć każdy z elementów za pomocą prostych formuł:
A \u003d Przy Zs 100 / (4 * Fc) (3.2),
gdzie At jest odpowiednią wartością tabelaryczną, Zs jest impedancją nominalną głowicy dynamicznej, a Fc, jak zawsze, jest obliczoną częstotliwością odcięcia. Uwaga: wartości indukcyjności podano w miligramach (a nie w hodowli Henry'ego), wartości pojemności podano w mikrofaradach (a nie w faradach). Nauka jest mniejsza, wygoda to więcej (tab. 2).
Przed nami jeszcze jeden interesujący temat - korekta częstotliwości w filtrach pasywnych, ale rozważymy to w następnej lekcji.
W ostatnim rozdziale serii najpierw zapoznaliśmy się z obwodami filtrów pasywnych. Prawda, nie do końca.
Pasmo przenoszenia Czeszczejew trzeciego rzędu
Odpowiedź częstotliwościowa Butterwortha
Pasmo przenoszenia Bessela trzeciego rzędu
Odpowiedź fazy Bessela trzeciego rzędu
Odpowiedź fazy Butterwortha
Odpowiedź fazowa trzeciego rzędu Czebyszewa
Odpowiedź częstotliwościowa filtra Cauera trzeciego rzędu
Odpowiedź fazowa filtra CFC trzeciego rzędu
Przejściowa odpowiedź Bessela
|
Filtr dolnoprzepustowy |
Filtr górnoprzepustowy |
||||||||
|
Filtruj kolejność |
|||||||||
|
Butterworth |
|||||||||
Przejściowa reakcja Cauera
Przejściowa charakterystyka Czebyszewa
Przejściowa reakcja Butterwortha
Opracowano z materiałów magazynu „Car Audio”, lipiec 2009 rwww.avtozvuk.com
Urządzenia i obwody wchodzące w skład filtrów pasywnych (oczywiście, jeśli są to filtry odpowiedniego poziomu) można podzielić na trzy grupy: tłumiki, urządzenia do korekcji częstotliwości oraz to, co obywatele anglojęzyczni nazywają różnymi, po prostu „różne”.
Tłumiki
Z początku może się to wydawać zaskakujące, ale tłumik jest nieodzownym atrybutem akustyki wielopasmowej, ponieważ głowice dla różnych pasm nie tylko nie zawsze mają, ale nie powinny mieć takiej samej czułości. W przeciwnym razie swoboda manewru w korekcji częstotliwości zostanie zmniejszona do zera. Faktem jest, że w systemie pasywnej korekty, aby naprawić awarię, konieczne jest „zdenerwowanie” głowy w głównym pasku i „puszczenie” tam, gdzie była awaria. Ponadto w pomieszczeniach mieszkalnych często pożądane jest, aby głośnik wysokotonowy „nieznacznie przewyższał” głośność pasma średniego lub średniego i basu. Jednocześnie „zdenerwowanie” głośnika basowego w jakimkolwiek sensie jest nieopłacalne - potrzebna jest cała grupa potężnych rezystorów, a znaczna część energii wzmacniacza jest wydawana na ogrzewanie tej grupy. W praktyce uważa się go za optymalny, gdy środek pasma zwraca kilka (2–5) decybeli więcej niż bas, a głośnik wysokotonowy jest równie dużo wyższy niż głośnik średniotonowy. Więc bez tłumików nie można tego zrobić.
Jak wiecie, elektrotechnika działa ze złożonymi ilościami, a nie w decybelach, więc dzisiaj będziemy ich tylko częściowo wykorzystywać. Dlatego dla Twojej wygody przytaczam wskaźnik tłumienia (dB) transmitancji urządzenia.
Tak więc, jeśli trzeba „zdenerwować” głowę o 4 dB, transmitancja N tłumika powinna wynosić 0,631. Najprostsza opcja - sekwencyjny tłumik - jak sama nazwa wskazuje, ustawiana jest sekwencyjnie z obciążeniem. Jeśli ZL jest średnią impedancją głowy w obszarze zainteresowania, wówczas wartość RS sekwencyjnego tłumika jest określona wzorem:
RS \u003d ZL * (1 - N) / N (4.1)
Jako ZL możesz przyjąć „nominalny” 4 omy. Jeśli z dobrych powodów zainstalujemy szeregowy tłumik bezpośrednio przed głowicą (z reguły Chińczycy to robią), wówczas impedancja obciążenia dla filtra wzrośnie, a częstotliwość odcięcia niskiej częstotliwości wzrośnie, a filtr górnoprzepustowy spadnie. Ale to nie wszystko.
Weźmy na przykład tłumik 3 dB pracujący przy 4 omach. Wartość rezystora zgodnie ze wzorem (4.1) wyniesie 1,66 oma. Na ryc. 1 i 2 - co dzieje się, gdy stosuje się filtr górnoprzepustowy przy 100 Hz, a także filtr dolnoprzepustowy przy 4000 Hz.
Niebieskie krzywe na ryc. 1 i 2 - charakterystyka częstotliwości bez tłumika, czerwona - charakterystyka częstotliwościowa z sekwencyjnym tłumikiem zawartym za odpowiednim filtrem. Zielona krzywa odpowiada włączeniu tłumika przed filtrem. Jedynym efektem ubocznym jest przesunięcie częstotliwości o 10-15% do minus i plus odpowiednio dla filtrów górnoprzepustowych i dolnoprzepustowych. Dlatego w większości przypadków przed filtrem należy zainstalować sekwencyjny tłumik.
Aby uniknąć przesunięcia częstotliwości granicznej po włączeniu tłumika, wymyślono urządzenia, które nazywamy tłumikami w kształcie litery L, a w pozostałej części świata, gdzie alfabet nie zawiera magicznej litery „G”, tak niezbędnej w życiu codziennym, nazywane są L-Pad. Taki tłumik składa się z dwóch rezystorów, jeden z nich, RS, jest połączony szeregowo z obciążeniem, drugi, Rp - równolegle. Są one obliczane w następujący sposób:
RS \u003d ZL * (1 - N), (4,2)
Rp \u003d ZL * N / (1 - N) (4.3)
Na przykład weź takie samo tłumienie 3 dB. Wartości rezystora okazały się, jak pokazano na schemacie (ponownie ZL 4 Ohm).
Figa. 3. Schemat tłumika w kształcie litery L.
Tutaj pokazano tłumik wraz z filtrem górnoprzepustowym 4 kHz. (Aby zapewnić jednolitość, wszystkie filtry są dzisiaj typu Butterworth.) 4 widać zwykły zestaw cech. Niebieska krzywa jest bez tłumika, czerwona krzywa jest z tłumikiem włączonym przed filtrem, a zielona krzywa jest z tłumikiem za filtrem.
Jak widać, czerwona krzywa ma niższy współczynnik Q, a częstotliwość odcięcia jest przesunięta w dół (w przypadku filtra dolnoprzepustowego przesunie się w górę o te same 10%). Nie bądź więc mądry - lepiej włączyć L-Pad dokładnie tak, jak pokazano na poprzednim rysunku, bezpośrednio przed głową. Jednak w pewnych okolicznościach możesz użyć permutacji - bez zmiany nominałów, dostosuj obszar separacji pasków. Ale to już akrobacje ... A teraz przechodzimy do „innych”.
Inne wspólne schematy
Częściej niż inne, w naszych zwrotnicach znajduje się obwód korekcji impedancji głowy, zwykle nazywany łańcuchem Zobela, z nazwiska znanego badacza właściwości filtrów. Jest to szeregowy obwód RC połączony równolegle z obciążeniem. Według klasycznych wzorów
C \u003d Le / R 2 e (4.5), gdzie
Le \u003d [(Z 2 L - R2 e) / 2 A PFo] 1/2 (4,6).
Tutaj ZL jest impedancją obciążenia przy częstotliwości Fo będącej przedmiotem zainteresowania. Z reguły dla parametru ZL, bez zbędnych ceregieli, wybierz impedancję nominalną głowicy, w naszym przypadku 4 omy. Radziłbym poszukać wartości R przy użyciu następującego wzoru:
R \u003d k * Re (4.4a).
Tutaj współczynnik k \u003d 1,2 - 1,3, jeszcze dokładniej nie odbierać rezystorów.
Na ryc. 5 widać cztery charakterystyki częstotliwości. Niebieski jest wspólną cechą filtra Butterwortha obciążonego rezystorem 4 Ω. Czerwona krzywa - tę charakterystykę uzyskuje się, gdy cewkę głosową przedstawia się jako połączenie szeregowe rezystora 3,3 oma i indukcyjności 0,25 mH (takie parametry są typowe dla stosunkowo lekkiego pasma środkowego). Poczuj różnicę, jak mówią. Kolor czarny pokazuje, jak będzie wyglądać odpowiedź częstotliwościowa filtra, jeśli programista nie uprości swojego życia i określa parametry filtra zgodnie ze wzorami 4.4 - 4.6, w oparciu o całkowitą impedancję cewki - przy wskazanych parametrach cewki całkowita impedancja wyniesie 7,10 oma (4 kHz). Wreszcie, zielona krzywa jest odpowiedzią częstotliwościową uzyskaną za pomocą obwodu Sobela, którego elementy są określone wzorami (4.4a) i (4.5). Różnica między zielonymi i niebieskimi krzywymi nie przekracza 0,6 dB w zakresie częstotliwości 0,4 - 0,5 częstotliwości granicznej (w naszym przykładzie jest to 4 kHz). Na ryc. 6 zobaczysz schemat odpowiedniego filtra z „Sobel”.
Nawiasem mówiąc, gdy w zwrotnicy znajdziesz rezystor o wartości nominalnej 3,9 oma (rzadziej - 3,6 lub 4,2 oma), możliwe jest z minimalnym prawdopodobieństwem błędu powiedzieć, że łańcuch Zobel jest zaangażowany w obwód filtra. Istnieją jednak inne rozwiązania obwodów, które prowadzą do pojawienia się „dodatkowego” elementu w obwodzie filtra.
Oczywiście mam na myśli tak zwane „dziwne” filtry (filtry dziwne), które wyróżniają się obecnością dodatkowego rezystora w obwodzie uziemienia filtra. Dobrze znany filtr dolnoprzepustowy 4 kHz można już przedstawić w tej formie (ryc. 7).
Rezystor R1 o wartości nominalnej 0,01 oma można uznać za rezystancję zacisków kondensatora i torów łączących. Ale jeśli wartość rezystora stanie się znacząca (to znaczy porównywalna z obciążeniem), otrzymasz „dziwny” filtr. Zmienimy rezystor R1 w zakresie od 0,01 do 4,01 omów w krokach co 1 om. Powstałą rodzinę charakterystyk częstotliwości można zobaczyć na ryc. 8
Górna krzywa (w obszarze punktu przegięcia) jest zwykle charakterystyczną cechą Butterwortha. Wraz ze wzrostem wartości rezystora częstotliwość odcięcia filtra przesuwa się w dół (do 3 kHz przy R1 \u003d 4 Ohm). Ale stromość recesji różni się nieznacznie, przynajmniej w paśmie ograniczonym poziomem -15 dB - i ten obszar ma praktyczne znaczenie. Poniżej tego poziomu stromość recesji będzie miała tendencję do 6 dB / ok., Ale to nie jest tak ważne. (Zauważ, że skala wykresu zmienia się w pionie, więc spadek wydaje się bardziej gwałtowny.) Zobaczmy teraz, jak zmienia się charakterystyka częstotliwościowo-fazowa w zależności od wartości rezystora (ryc. 9).
Zachowanie krzywej odpowiedzi fazowej zmienia się od 6 kHz (tj. Od 1,5 częstotliwości odcięcia). Za pomocą „dziwnego” filtra można płynnie regulować wzajemną fazę promieniowania sąsiednich głowic, aby osiągnąć pożądany kształt ogólnej odpowiedzi częstotliwościowej.
Teraz, zgodnie z prawami gatunku, przerwiemy, obiecując, że następnym razem będzie jeszcze bardziej interesujący.
Figa. 1. Pasmo przenoszenia sekwencyjnego tłumika (HPF)
|
Tłumienie, dB |
|||||||
|
Przepuszczalność |
Figa. 2. To samo dla filtra dolnoprzepustowego.
Figa. 4. Charakterystyka częstotliwościowa tłumika w kształcie litery L.
Figa. 5. Charakterystyka częstotliwościowa filtra ze schematem Zobel
Figa. 6. Obwód filtra z łańcuchem Zobel
Figa. 7. Schemat filtra „dziwnego”
Figa. 8. Pasmo przenoszenia „dziwnego” filtra
Figa. 9. Charakterystyka częstotliwościowa filtra „dziwnego”
Przygotowano z materiałów magazynu „Car Audio”, sierpień 2009 rwww.avtozvuk.com
Zgodnie z obietnicą, dzisiaj w końcu zajmiemy się schematami korekcji częstotliwości.
W moich pismach wielokrotnie argumentowałem, że filtry pasywne mogą zrobić wiele, czego nie mogą zrobić filtry aktywne. Stwierdził bezkrytycznie, nie wykazując swojej niewinności i niczego nie tłumacząc. Ale tak naprawdę, co nie mogą zrobić aktywne filtry? Rozwiązują swoje główne zadanie - „odciąć nadmiar” - całkiem skutecznie. I chociaż to właśnie ze względu na ich wszechstronność aktywne filtry z reguły mają cechy Butterwortha (jeśli w ogóle są wykonywane poprawnie), ale filtry Butterworth, jak już miejmy nadzieję zrozumiałeś, w większości przypadków stanowią optymalny kompromis między kształtem charakterystyki amplitudy i częstotliwości fazowej a także jakość procesu przejścia. A możliwość płynnego dostrajania częstotliwości ogólnie rekompensuje zbyt wiele. Pod względem dopasowania poziomu aktywne systemy z pewnością pokonają wszelkie tłumiki. I jest tylko jeden artykuł, w którym tracą aktywne filtry - korekta częstotliwości.
W niektórych przypadkach przydatny może być korektor parametryczny. Ale w korektorach analogowych często brakuje albo zakresu częstotliwości, albo współczynników Q, albo obu. Parametry wielopasmowe z reguły mają oba z marginesem, ale powodują szum na ścieżce. Ponadto są to drogie zabawki i są rzadkością w naszej branży. Cyfrowe korektory parametryczne są idealne, jeśli mają wysokość środkowej częstotliwości 1/12 oktawy, a my też nie wydajemy się takich znaleźć. Parametry z krokiem 1/6 oktawy są częściowo odpowiednie, pod warunkiem, że mają dość szeroki zakres dostępnych współczynników Q. Okazuje się, że tylko pasywne urządzenia korekcyjne są najbardziej zgodne z zadaniami. Nawiasem mówiąc, wysokiej jakości monitory studyjne często to robią: bi-amp / tri-amping z aktywnym filtrowaniem i pasywnymi urządzeniami korygującymi.
Korekcja wysokiej częstotliwości
Przy wyższych częstotliwościach z reguły wymagany jest wzrost częstotliwości, spada on bez żadnych korekt. Łańcuch składający się z kondensatora i opornika połączonego równolegle jest również nazywany obwodem klaksonu (ponieważ jest to bardzo rzadkie w emiterach klaksonu bez niego), a we współczesnej (nie naszej) literaturze często określa się go po prostu jako kontur. Oczywiście, aby podnieść pasmo przenoszenia w systemie pasywnym w pewnym obszarze, musisz najpierw obniżyć go we wszystkich innych. Wartość rezystora jest wybierana zgodnie ze zwykłą formułą tłumika szeregowego, podaną w poprzedniej serii. Dla wygody wciąż daję to jeszcze raz:
RS \u003d ZL (1 - N) / N (4.1)
Tutaj, jak zawsze, N jest transmitancją tłumika, ZL jest impedancją obciążenia.
Wybieram wartość kondensatora według wzoru:
C \u003d 1 / (2? F05 RS), (5.1)
gdzie F05 to częstotliwość, z którą wymagane jest działanie tłumika w celu „zmniejszenia o połowę”.
Nikt nie zabroni włączać więcej niż jednego „obwodu” szeregowo, aby uniknąć „nasycenia” pasma przenoszenia (ryc. 1).
Na przykład wziąłem ten sam filtr górnoprzepustowy Butterwortha drugiego rzędu, dla którego w ostatnim rozdziale ustaliliśmy wartość rezystora Rs \u003d 1,65 Ohm dla tłumienia o 3 dB (ryc. 2).
Taki podwójny obwód pozwala podnieść „ogon” pasma przenoszenia (20 kHz) o 2 dB.
Przydatne może być przypomnienie, że zwielokrotnienie liczby elementów zwielokrotnia również błędy wynikające z niepewności charakterystyk impedancji obciążenia i rozproszenia wartości elementów. Dlatego nie zalecałbym kontaktu z co najmniej trzema konturami stopni.
Szczytowy tłumik odpowiedzi częstotliwościowej
W literaturze zagranicznej ten łańcuch regulacji nazywany jest siecią ograniczników szczytowych lub po prostu siecią ograniczników. Składa się już z trzech elementów - kondensatora, cewki i opornika połączonych równolegle. Wydaje się, że komplikacja jest niewielka, ale wzory do obliczania parametrów takiego obwodu są znacznie bardziej kłopotliwe.
Wartość Rs określa się według tej samej formuły sekwencyjnego tłumika, w którym tym razem zmieniamy jedną z notacji:
RS \u003d ZL (1 - N0) / N0 (5.2).
Tutaj N0 jest współczynnikiem transmisji obwodu przy środkowej częstotliwości piku. Powiedzmy, że jeśli wysokość piku wynosi 4 dB, to współczynnik transferu wynosi 0,631 (patrz tabela z ostatniego rozdziału). Niech Y0 oznacza wielkość reaktancji cewki i kondensatora przy częstotliwości rezonansowej F0, to znaczy przy tej częstotliwości, w której środek piku przypada na odpowiedź częstotliwościową głośnika, którą musimy stłumić. Jeśli Y0 jest nam znane, wówczas wartości pojemności i indukcyjności są określone znanymi wzorami:
C \u003d 1 / (2 A F0 x Y0) (5.3)
L \u003d Y0 / (2 A F0) (5.4).
Teraz musimy ustawić dwie kolejne wartości częstotliwości FL i FH - poniżej i powyżej częstotliwości środkowej, gdzie współczynnik transmisji wynosi N. N\u003e N0, powiedzmy, jeśli N0 ustawiono na 0,631, parametr N może być równy 0,75 lub 0,8 . Konkretna wartość N jest określona przez wykres odpowiedzi częstotliwościowej konkretnego głośnika. Kolejna subtelność dotyczy wyboru wartości FH i FL. Ponieważ obwód korekcyjny w teorii ma symetryczny kształt odpowiedzi częstotliwościowej, wybrane wartości muszą spełniać warunek:
(FH x FL) 1/2 \u003d F0 (5,5).
Teraz w końcu mamy wszystkie dane do ustalenia parametru Y0.
Y0 \u003d (FH - FL) / F0 sqr (1 / (N2 / (1 - N) 2 / ZL2 - 1 / R2)) (5.6).
Formuła wygląda przerażająco, ale ostrzegałem cię. Zachęcają nas informacje, że więcej nieporęcznych wyrażeń nie spotkamy. Czynnikiem przed rodnikiem jest względna szerokość pasma urządzenia korygującego, to znaczy wartość odwrotnie proporcjonalna do współczynnika jakości. Im wyższy współczynnik Q, tym (przy tej samej częstotliwości środkowej F0) indukcyjność będzie mniejsza, a pojemność większa. A zatem przy wysokim współczynniku Q pików powstaje podwójne „zasadzka”: wraz ze wzrostem częstotliwości środkowej indukcyjność staje się zbyt mała i trudno jest wytworzyć ją z odpowiednią tolerancją (± 5%); wraz ze spadkiem częstotliwości wymagana pojemność wzrasta do takich wartości, że trzeba „zrównoleglić” pewną liczbę kondensatorów.
Jako przykład obliczamy obwód korektora z takimi parametrami. F0 \u003d 1000 Hz, FH \u003d 1100 Hz, FL \u003d 910 Hz, N0 \u003d 0,631, N \u003d 0,794. Oto wynik (ryc. 3).
A oto jak będzie wyglądała odpowiedź częstotliwościowa naszego obwodu (ryc. 4). Przy obciążeniu czysto rezystancyjnym (niebieska krzywa) otrzymujemy prawie dokładnie to, czego oczekiwaliśmy. W obecności indukcyjności głowy (czerwona krzywa) odpowiedź częstotliwościowa korygująca staje się asymetryczna.
Charakterystyka takiego korektora jest w niewielkim stopniu zależna od tego, czy jest umieszczony przed, czy po filtrze górnoprzepustowym lub dolnoprzepustowym. Na dwóch poniższych wykresach (ryc. 5 i 6) czerwona krzywa odpowiada włączeniu korektora przed odpowiednim filtrem, a niebieska krzywa włączeniu go po filtrze.
Program kompensacji awarii odpowiedzi częstotliwościowej
To, co zostało powiedziane na temat pętli korekcji wysokiej częstotliwości, dotyczy również schematu kompensacji awarii: aby zwiększyć odpowiedź częstotliwościową w pewnym obszarze, należy najpierw obniżyć ją do wszystkich innych. Obwód składa się z tych samych trzech elementów Rs, L i C, z tą różnicą, że elementy reaktywne są połączone szeregowo. Przy częstotliwości rezonansowej bocznikują rezystor, który działa jak tłumik szeregowy poza strefą rezonansową.
Podejście do określania parametrów elementów jest dokładnie takie samo jak w przypadku supresorów szczytowych. Musimy znać częstotliwość środkową F0, a także transmitancję N0 i N. W tym przypadku N0 ma znaczenie transmitancji obwodu poza obszarem korekcji (N0, podobnie jak N, jest mniejsze niż jedność). N jest transmitancją w punktach odpowiedzi częstotliwościowej odpowiadających częstotliwościom FH i FL. Wartości częstotliwości FH, FL muszą spełniać ten sam warunek, to znaczy, jeśli zobaczysz asymetryczny spadek rzeczywistej odpowiedzi częstotliwościowej głowy, musisz wybrać kompromisowe wartości dla tych częstotliwości, aby warunek (5.5) został w przybliżeniu spełniony. Nawiasem mówiąc, chociaż nigdzie nie jest to wyraźnie powiedziane, najbardziej praktyczny jest wybór poziomu N, aby jego wartość w decybelach odpowiadała połowie poziomu N0. Tak właśnie zrobiliśmy w przykładzie z poprzedniej sekcji, N0 i N odpowiadały poziomom -4 i -2 dB.
Wartość rezystora jest określana według tego samego wzoru (5.2). Wartości pojemności C i indukcyjności L będą związane z wartością impedancji reaktywnej Y0 przy częstotliwości rezonansowej F0 z tymi samymi zależnościami (5.3), (5.4). I tylko wzór do obliczania Y0 będzie nieco inny:
Y0 \u003d F0 / (FH-FL) sqr (1 / (N2 / (1 - N) 2 / ZL2 - 1 / R2)) (5.7).
Zgodnie z obietnicą ta formuła nie jest bardziej kłopotliwa niż równość (5.6). Ponadto (5.7) różni się od (5.6) odwrotnością czynnika przed wyrażeniem dla pierwiastka. Oznacza to, że wraz ze wzrostem współczynnika jakości charakterystyk obwodu korekcyjnego, Y0 wzrasta, co oznacza, że \u200b\u200bwymagana indukcyjność L rośnie, a pojemność kondensacyjna maleje. W tym względzie istnieje tylko jeden problem: przy wystarczająco niskiej częstotliwości środkowej F0 wymagana indukcyjność wymusza użycie cewek z rdzeniami i tam istnieją własne problemy, nad którymi należy się zastanawiać, co prawdopodobnie nie ma sensu.
Na przykład weź obwód o dokładnie takich samych parametrach, jak w przypadku obwodu supresora szczytowego. Mianowicie: F0 \u003d 1000 Hz, FH \u003d 1100 Hz, FL \u003d 910 Hz, N0 \u003d 0,631, N \u003d 0,794. Nominały uzyskuje się jak pokazano na schemacie (ryc. 7).
Należy pamiętać, że wielkość indukcyjności cewki jest tutaj prawie dwudziestokrotnie większa niż w przypadku szczytowego obwodu tłumika, a pojemność jest równie wiele razy mniejsza. Obliczona przez nas odpowiedź częstotliwościowa obwodu (ryc. 8).
W obecności indukcyjności obciążenia (0,25 mH) wydajność tłumika szeregowego (rezystor Rs) maleje wraz ze wzrostem częstotliwości (czerwona krzywa), a wzrost pojawia się przy wysokich częstotliwościach.
Obwód kompensacji awarii można ustawić zarówno po jednej, jak i po drugiej stronie filtra (rys. 9 i 10). Musimy jednak pamiętać, że kiedy kompensator jest instalowany za filtrem górnoprzepustowym lub dolnoprzepustowym (niebieska krzywa na rys. 9 i 10), współczynnik jakości filtra wzrasta, a częstotliwość odcięcia rośnie. Zatem w przypadku filtra górnoprzepustowego częstotliwość odcięcia wzrosła z 4 do 5 kHz, a częstotliwość odcięcia filtra dolnoprzepustowego spadła z 250 do 185 Hz.
W tej serii poświęconej filtrom pasywnym zostaną uznane za kompletne. Oczywiście wiele pytań pozostało „za burtą” naszych badań, ale ostatecznie mamy czasopismo techniczne, a nie czasopismo naukowe. I, moim zdaniem, informacje zawarte w serii wystarczą do rozwiązania większości praktycznych problemów. Dla tych, którzy chcieliby uzyskać więcej informacji, przydatne będą następujące zasoby. Po pierwsze: http://www.educypedia.be/electronics/electronicaopening.htm. To jest strona edukacyjna, prowadzi do innych stron poświęconych konkretnym zagadnieniom. W szczególności wiele przydatnych rzeczy na temat filtrów (aktywnych i pasywnych, z programami obliczeniowymi) można znaleźć tutaj: http://sim.okawa-denshi.jp/en/. Ogólnie rzecz biorąc, ten zasób będzie przydatny dla tych, którzy zdecydują się zaangażować w działania inżynierskie. Mówią, że teraz pojawiają się ...
Figa. 1. Schemat podwójnego obwodu RF
Figa. 2. Pasmo przenoszenia podwójnej pętli korekcyjnej
Figa. 3. Obwód tłumienia pików
Figa. 4. Pasmo przenoszenia obwodu odrzucania wartości szczytowej
Figa. 5. Charakterystyka częstotliwościowa korektora w połączeniu z filtrem górnoprzepustowym
Figa. 6. Pasmo przenoszenia korektora w połączeniu z filtrem dolnoprzepustowym
Figa. 7. System rekompensat za awarie
Figa. 8. Odpowiedź częstotliwościowa obwodu kompensacji awarii
Figa. 9. Pasmo przenoszenia obwodu w połączeniu z filtrem górnoprzepustowym
Figa. 10. Pasmo przenoszenia obwodu z filtrem dolnoprzepustowym
Przygotowano z materiałów magazynu „Car Audio”, październik 2009 rwww.avtozvuk.com
Są to urządzenia w systemach dźwiękowych, które tworzą niezbędne zakresy częstotliwości roboczych dla głośników. Głośniki są zaprojektowane do pracy w określonym zakresie częstotliwości. Nie akceptują częstotliwości poza tymi ramami. Jeśli do głośnika wysokotonowego (głośnika wysokotonowego) zostanie przyłożona niska częstotliwość, obraz dźwiękowy ulegnie pogorszeniu, a jeśli sygnał również będzie silny, głośnik wysokotonowy „wypali się”. Głośniki o wysokiej częstotliwości powinny działać tylko z wysokimi częstotliwościami, a głośniki o niskiej częstotliwości powinny odbierać tylko zakres niskich częstotliwości z ogólnego sygnału dźwiękowego. Pozostałe pasmo środkowe trafia do głośników średniotonowych (głośników średniotonowych). Dlatego zadaniem zwrotnic jest podzielenie sygnału audio na pożądane (optymalne) pasma częstotliwości dla odpowiednich typów głośników.
Mówiąc najprościej, crossover to para elementów elektrycznych filtry . Załóżmy, że zwrotnica ma częstotliwość odcięcia 1000 Hz. Oznacza to, że jeden z jego filtrów odcina wszystkie częstotliwości poniżej 1000 Hz i przepuszcza tylko częstotliwości powyżej 1000 Hz. Taki filtr nazywa się filtrem górnoprzepustowym. Inny filtr, który przepuszcza częstotliwości poniżej 1000 Hz, nazywa się dolnoprzepustowy,. Graficznie działanie tego skrzyżowania pokazano na rycinie 3. Punktem przecięcia dwóch krzywych jest częstotliwość odcięcia skrzyżowania wynosząca 1000 Hz. W zwrotnicach trójdrożnych występuje również filtr środkowo-przepustowy (pasmowoprzepustowy), który przepuszcza tylko środkowy zakres częstotliwości (około 600 Hz do 5000 Hz). Rysunek pokazuje odpowiedź częstotliwościową trójdrożnego zwrotnicy.
Zwrotnice trzeciego rzędu. W przypadku takich zwrotnic jedna cewka i dwa kondensatory są umieszczone na głośniku wysokotonowym, a na głośniku niskiej częstotliwości, wręcz przeciwnie. Czułość takich zwrotnic wynosi 18 dB na oktawę i mają one dobre charakterystyki fazowe przy dowolnej polaryzacji. Negatywną cechą zwrotnic trzeciego rzędu jest niedopuszczalność stosowania opóźnień czasowych w celu wyeliminowania problemów związanych z głośnikami, które nie emitują w tej samej płaszczyźnie pionowej.
Zwrotnice czwartego rzędu. Zwrotnice Butterwortha czwartego rzędu mają wysoką czułość 24 dB na oktawę, co znacznie zmniejsza wzajemny wpływ głośników w dziedzinie separacji częstotliwości. Przesuwaj się o faza wynosi 360 stopni, co w rzeczywistości oznacza jego brak. Jednak przesunięcie fazowe w tym przypadku jest niestabilne i może prowadzić do niestabilnej pracy krzyżowej. Te zwrotnice praktycznie nie są stosowane w praktyce.
Linkwitz i Riley zoptymalizowali projekt zwrotnicy czwartego rzędu. Ta zwrotnica składa się z dwóch zwrotnic Butterwortha drugiego rzędu połączonych szeregowo dla głośnika wysokotonowego i tego samego dla głośnika basowego. Ich czułość jest również równa 24 dB na oktawę, ale poziom sygnału wyjściowego na każdym filtrze jest o 6 dB mniejszy niż poziom sygnału wyjściowego zwrotnicy. Zwrotnica Linkwitz-Riley nie ma przesunięć fazowych i umożliwia tymczasową korektę dla głośników, które nie działają w tej samej płaszczyźnie fizycznej. Te zwrotnice w porównaniu z innymi konstrukcjami zapewniają najlepszą wydajność akustyczną.
Projektowanie pasywnych zwrotnic
Jak wspomniano powyżej, pasywna zwrotnica składa się z kondensatorów i cewek indukcyjnych. Aby złożyć pasywną zwrotnicę pierwszego rzędu, konieczne jest posiadanie jednego kondensatora i jednego induktora. Kondensator jest zainstalowany szeregowo na głośniku wysokotonowym (filtr górnoprzepustowy), a cewka szeregowo na głośniku niskotonowym (filtr dolnoprzepustowy). Wartości nominalne indukcyjności cewki ((H - mikrogeneza) i pojemności ((F - mikrofarady)) podano w tabeli w zależności od pożądanej częstotliwości odcięcia zwrotnicy i impedancji głośnika.
Crossover I zamówienie (6 dB / oktawę)
Na przykład wybieramy pojemność i indukcyjność dla zwrotnicy z częstotliwością odcięcia 4000 Hz z impedancją głośnika 4 omów. Z powyższej tabeli wynika, że \u200b\u200bkondensator pierwszego rzędu powinien być równy 10 mF, a indukcyjność cewki 0,2 mG.
Aby określić wartości nominalne elementów zwrotnicy drugiego rzędu (12 dB / oktawę), należy pomnożyć wartości z tej samej tabeli dla kondensatora przez współczynnik 0,7 i pomnożyć wartość induktora przez współczynnik 1,414. Należy pamiętać, że do zwrotnicy drugiego rzędu potrzebne są dwa kondensatory i dwa cewki indukcyjne. Komponujemy zwrotnicę drugiego rzędu dla częstotliwości odcięcia 4000 Hz. Aby ustalić wartości dla obu kondensatorów, pomnóż wartość z tabeli 10 mF przez współczynnik 0,7 i uzyskaj 7 mF. Następnie mnożymy wartość indukcyjności 0,2 mg przez współczynnik 1,414 i otrzymujemy wartość indukcyjności dla każdej cewki 0,28 mg. Jeden z tych kondensatorów jest zamontowany szeregowo na głośniku wysokotonowym, a drugi równolegle na głośniku niskotonowym. Jedna cewka równolegle do głośnika wysokotonowego, a druga szeregowo do głośnika niskotonowego.
Pasywne i aktywne zwrotnice
Różnica między tymi dwoma rodzajami zwrotnic jest bardzo prosta. Aktywna zwrotnica wymaga zewnętrznego zasilania, podczas gdy pasywna nie. Z tego powodu aktywna zwrotnica zajmuje miejsce w systemie dźwiękowym przed wzmacniaczem, przetwarzając sygnał dźwiękowy z przedwzmacniacza jednostki głównej (na przykład radio samochodowe) Następnie, po aktywnej zwrotnicy, instalowane są dwa lub trzy wzmacniacze mocy. Jeden wzmacniacz w tym przypadku nie jest ustawiony, ponieważ nie ma sensu łączyć sygnałów oddzielonych przez aktywną zwrotnicę we wzmacniaczu w jeden sygnał. Oddzielne sygnały muszą być wzmacniane osobno. Jak widać, aktywne zwrotnice są używane w drogich systemach dźwiękowych wysokiej jakości.
Pasywne zwrotnice przetwarzają już wzmocniony sygnał i są instalowane przed głośnikami. Możliwości pasywnych zwrotnic są ograniczone w porównaniu z aktywnymi, jednak ich prawidłowe zastosowanie może dać dobre wyniki przy minimalnych kosztach finansowych. Zwrotnice pasywne sprawdziły się, gdy wymagają rzędu czułości mniejszej niż 18 dB na oktawę. Powyżej tego limitu działają tylko aktywne zwrotnice.
Zwrotnice pasywne stosuje się głównie do przetwarzania sygnałów w głośnikach wysokotonowych i średniej częstotliwości głośniki . W przypadku głośników o niskiej częstotliwości można zastosować te zwrotnice, jednak zapotrzebowanie na jakość kondensatorów i cewek gwałtownie wzrasta, co prowadzi do wzrostu ich kosztów i wzrostu wielkości. Zwrotnice pasywne nie tolerują dobrze przeciążeń. Szczytowe intensywności sygnału ze wzmacniacza mogą zmieniać częstotliwość odcięcia filtrów. Ponadto filtr przeciążony osłabia się dźwięk sygnał (tłumienie). Dlatego wybierając pasywne zwrotnice, zwróć uwagę na ich zdolność do wytrzymania szczytowych obciążeń wytwarzanych przez wzmacniacz.
Aktywne (lub elektroniczne) zwrotnice to wiele aktywnych filtrów, które można kontrolować i łatwo zmieniać częstotliwość odcięcia dowolnego kanału. Kolejność czułości aktywnych zwrotnic może wynosić od 6 dB do 72 dB na oktawę (lub więcej). samochodowe systemy audio mają czułość 24 dB na oktawę. Przy tej czułości wymiana częstotliwości między głośnikami jest praktycznie wykluczona. Obraz dźwiękowy jest bardzo wysokiej jakości. Jedyną wadą aktywnych zwrotnic jest ich wysoki koszt w porównaniu do pasywnych.
Przesunięcie fazowe
Porozmawiajmy teraz o przesunięciach fazowych, które mogą wystąpić w systemach dźwiękowych wykorzystujących zwrotnice. Przesunięcie fazowe jest nieuniknionym zjawiskiem wynikającym z cech konstrukcyjnych filtrów górnoprzepustowych, dolnoprzepustowych i pasmowoprzepustowych.
Faza to tymczasowe połączenie dwóch sygnałów. Faza jest mierzona w stopniach od 0 do 360. Jeśli dwa identyczne głośniki emitują fale dźwiękowe w przeciwnej fazie (przesunięcie fazowe o 180 stopni), dźwięk jest tłumiony. Problem został rozwiązany poprzez zmianę polaryzacji jednego z głośników.
Gdy zestaw głośników składa się z różnych głośników pracujących w różnych zakresach częstotliwości (głośnik wysokotonowy i głośnik niskotonowy), eliminacji przesunięcia fazowego nie zawsze można rozwiązać, zmieniając po prostu „+” na „-”. Długość fali z głośnika wysokotonowego jest krótsza niż z głośnika niskotonowego. Dlatego przód fali wysokiej częstotliwości może dotrzeć do słuchacza później (lub wcześniej) z przodu fali średniej częstotliwości (lub niskiej częstotliwości). To opóźnienie czasowe jest konsekwencją przesunięcia fazowego. W takim przypadku możliwe jest zoptymalizowanie obrazu dźwiękowego poprzez fizyczne wyrównanie dwóch głośników względem siebie w płaszczyźnie pionowej, aż poprawi się obraz dźwiękowy. Na przykład przy częstotliwości fali 1000 Hz opóźnienie czasowe wynoszące jedną milisekundę jest eliminowane przez przesunięcie głośników o 30 cm względem siebie.
Aktywne ustawienie zwrotnicy
Najważniejszą rzeczą w ustawieniu zwrotnicy jest wybór odpowiedniej częstotliwości odcięcia. Jeśli mamy trójdrożną aktywną zwrotnicę, musimy zmierzyć się z wyznaczeniem dwóch punktów odcięcia (częstotliwości). Pierwszy punkt określa częstotliwość odcięcia dla subwoofera (dolnoprzepustowy) i początek zakresu średnich częstotliwości dla subwoofera (górnoprzepustowy). Drugi punkt określa częstotliwość końcową zakresu średniego (dolnoprzepustowy) i częstotliwość początkową zakresu wysokich częstotliwości dla głośnika wysokotonowego (górnoprzepustowy). Co najważniejsze, przy ustawianiu częstotliwości odcięcia zwrotnicy należy pamiętać o charakterystyce częstotliwościowej głośnika iw żadnym wypadku nie należy obciążać głośnika częstotliwościami, które nie mieszczą się w jego zakresie roboczym.
Na przykład, jeśli subwoofer trochę trzeszczy lub wydaje buczenie (nieprzyjemny rezonans karoserii samochodu), wówczas jest on przeciążony niepożądanymi częstotliwościami średnimi (powyżej 100 Hz). Przesuń częstotliwość dolnoprzepustową na 75 Hz i / lub ustaw czułość na 18 dB lub 24 dB na oktawę, jeśli to możliwe. Przypomnij sobie, że wzrost kolejności czułości podziału (dB / oktawę) lepiej odcina niepotrzebne częstotliwości, zapobiegając ich wyciekaniu przez filtr. Kolejność czułości filtrów górnoprzepustowych dla głośnika niskotonowego można pozostawić na poziomie 12 dB / oktawę (dla „miękkich” głośników średniotonowych). To ustawienie aktywnej zwrotnicy nazywa się asymetryczną.
Ta tabela pokazuje początkowe wartości częstotliwości odcięcia dla różnych typów głośników podczas ustawiania aktywnych zwrotnic.
Najpierw zdjął wszystkie głośniki. Naprawił i nieznacznie zmodyfikował wszystkie głośniki. Ustaw odruch basowy dla każdego subwoofera. Zmierzył parametry głośników i na podstawie obliczonych pomiarów i wyprodukował nowy crossover. Obwód zwrotnicy co niezwykłe, filtr pasmowy pierwszego rzędu i obwód równoległy są stosowane w filtrze środkowym. Obwód równoległy jest bocznikowany przez impedancję głośnika, co daje pożądaną szerokość pasma.
filtr Nr 1 w procesie tworzenia
Kliknij obraz, aby go powiększyć.
system głośników z filtrem nr 1
Kliknij obraz, aby go powiększyć.
Ogólne wrażenie słyszenia niskich częstotliwości zabrzmiało, potrzeba skręcenia basu do końca plus zniknęła, co jest bardzo dobre. Porównywanie podczas słuchania zmodernizowany głośnik bez unowocześnienia (z fabrycznym filtrem i dostrojonym bass refleksem), zmodernizowany głośnik brzmiał powolnie, nie było ożywienia i napędu. Chociaż dźwięk był zrównoważony i czysty, średnie częstotliwości zabrzmiały same z siebie, niskie częstotliwości same w sobie, wysokie częstotliwości same w sobie. Scena dźwiękowa jest rozdrobniona i nie ma lokalizacji instrumentów.
Zdecydowano się na kilka kolejnych zwrotnic.
Kliknij obraz, aby go powiększyć.
Pasmo przenoszenia filtra nr 2
Kliknij obraz, aby go powiększyć.
Pasmo przenoszenia systemu akustycznego z filtrem nr 2
Kliknij obraz, aby go powiększyć.
Kliknij obraz, aby go powiększyć.
Pasmo przenoszenia systemu akustycznego z filtrem nr 3
Kliknij obraz, aby go powiększyć.
Kliknij obraz, aby go powiększyć.
AFC filtra nr 4
Kliknij obraz, aby go powiększyć.
Pasmo przenoszenia systemu akustycznego z filtrem nr 4
Kliknij obraz, aby go powiększyć.
Ten drugi schemat jest moim zdaniem najbardziej udany dla tego głośnika.
Zdrowy, zrównoważony tryb życia, czysty, naturalny i naturalny. Podczas słuchania dźwięk na dwóch wzmacniaczach został porównany, zmodernizowany i nastrojony oraz zmodernizowany i nastrojony. Na wzmacniaczu różnica w dźwięku była bardzo trudna do usłyszenia; nie była znacząca w niuansach. Na wzmacniaczu różnica w dźwięku we wszystkich instancjach filtra jest natychmiast słyszana nawet przez nieprzygotowanego słuchacza, wybór filtra wytwarzany przez dźwięk na wzmacniaczu Radiotehnika 101.
Na podstawie sfabrykowanych, dostosowanych i słuchane filtry możemy powiedzieć, że głośniki z tym samym zestawem głośników różnią się znacznie dźwiękiem. I nie równomierność odpowiedzi częstotliwościowej w przejściu 5-10 dbl w zakresie roboczym nie jest kryterium jakości dźwięku. W produkcja filtrów należy wziąć pod uwagę charakterystykę przejścia i częstotliwość fazową, czas opóźnienia grupy (GW), impedancja filtra. Co znacznie wpływa na reprodukcję utworów muzycznych, gdy wzmacniacz działa na złożonym obciążeniu (prąd przemienny). Czasami musisz pozostawić pasmo przenoszenia nierówne 10 dBl, ale popraw charakterystykę przejściową i częstotliwość fazową, co doprowadzi do bardziej naturalnego, naturalnego i wysokiej jakości dźwięku.
Warto zauważyć, że wzmacniacz i źródło sygnału odgrywają ważną rolę w reprodukcji utworów muzycznych. Jakość, która powinna być na wysokim poziomie, w przeciwnym razie różnica nie będzie słyszalna.
